Amplificateur de classe EA (Super A, sans commutation). Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique

Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique / Amplificateurs de puissance à transistors

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(Cinq options)

Une description détaillée est donnée pour étudier le principe de fonctionnement et de fabrication.

Cet amplificateur de puissance audio a été conçu dans les conditions suivantes :
1. L'amplificateur doit être facile à fabriquer et à régler, et disponible pour la répétition.
2. UM doit avoir à la fois la douceur et la dureté du son, selon la bande sonore.
3. Le circuit PA doit être complètement symétrique.
4. Tous les paramètres de qualité doivent être définis par l'amplificateur opérationnel et les étages de sortie doivent les répéter exactement.
5. Utiliser uniquement des paires de transistors complémentaires (pn et np) pour la symétrie du circuit.
6. Possibilité de sélectionner le mode de fonctionnement des étages terminaux (A, EA, AB,).
(Dans n'importe lequel de ces modes, les transistors de sortie se ferment et s'ouvrent en douceur).
7. L'utilisation de transistors à effet de champ sans changer le circuit (uniquement en ajustant la polarisation).
8. Insensibilité aux baisses de puissance (pas d'alimentation stabilisée nécessaire).
9. Rentabilité et possibilité de définir diverses conditions thermiques pour pouvoir intégrer le PA dans les équipements existants.
10. Formation de modes de transistor uniquement par un signal utile d'une tension ou d'un courant relativement stable pour réduire la distorsion due à l'instabilité et aux baisses de puissance.

Comment ça marche?

Initialement, cet UMZCH (Fig. 1) a été développé comme prototype pour étudier les distorsions non linéaires dans les amplificateurs. Les étages d’entrée ne doivent présenter aucune distorsion « échelonnée ». Pour cela, les cascades les plus adaptées sont celles connectées en parallèle entre les alimentations + et - (VT1, VT2), pour lesquelles elles ont reçu le nom de « parallèle ». L'émetteur VT1 (VT2) a été connecté à un potentiel inférieur à la tension d'entrée négative afin de pouvoir réguler le couple et la nature de fermeture de VT5 (VT6) (mode A, EA, AB, B). Ensuite, l'idée est née de fournir une tension de rétroaction (FV) aux émetteurs VT1, VT2 via R5 (R6) dans les cascades parallèles déjà formées (elles sont également composites), ce qui abaisse le potentiel de l'émetteur VT1 (VT2), empêchant ainsi le brusque fermeture et ouverture de VT5 (VT6), et ainsi générer des courants de repos en mode EA.

Les résultats de la recherche sont résumés dans un oscillogramme des courants de sortie (Fig. 2), où (1) est le courant dans la charge, +I est le courant VT5, -I est le courant VT6. Les modes ont été réglés délibérément pour déterminer le seuil d'apparition de distorsion. Point 2 - Distorsion de type "étape" en mode B, lorsque VT5 s'est fortement fermé et que VT6 ne s'est pas encore ouvert. Au point 2, des rafales de signal avec une fréquence différente présente dans le signal ou lorsque deux fréquences sont appliquées simultanément à l'entrée de l'amplificateur sont possibles. Un tel PA a un coefficient harmonique élevé, les HF qu'il contient sembleront aigus, avec des sifflements, et l'onde sinusoïdale aura une pente accrue de montée et de descente. Le transistor, qui s'ouvre lentement aux petits signaux, s'ouvre ensuite brusquement, déformant le signal. La trajectoire correcte est la ligne 3. On peut voir qu'une sinusoïde (période) s'est formée par rapport à la ligne 3 (demi-cycle), ce qui signifie des harmoniques avec une fréquence double (son puissant). Avec l'amélioration du mode B, la zone 2 se transforme en point de luminance puis disparaît.

De plus, lors de l'étude des distorsions non linéaires, il est devenu clair que des distorsions de forme d'onde et une augmentation du coefficient harmonique (point 4) se produisent même en mode A avec des courants de repos élevés, si le bras opposé se ferme de manière disproportionnée par rapport au signal (trop brusquement), accélérant ainsi l'augmentation actuelle de la charge. Le son d'un tel esprit sera sonore, avec un écho métallique, comme lorsqu'on frappe une balle en caoutchouc. Pour cette raison, certains amplificateurs avec des paramètres élevés et des courants de repos élevés sonnaient moins bien et avaient un son naturel moins bon que les amplificateurs plus simples en termes de circuits. En mode A, si le courant de repos est rigidement stabilisé (ici 250 mA, ligne pointillée), une coupure brutale se produit au point 5, ce qui affecte immédiatement la linéarité de la caractéristique du bras inférieur (4) qui s'ouvre à ce moment. Au point 4, des pauses et des rafales du signal de sortie sont possibles.

Cela signifie que ce n'est pas tant le courant de repos des transistors qui est important, mais leur ouverture et fermeture douces (aussi proches que possible de la forme d'un signal utile). Ceci confirme pleinement l'exactitude de la source [1], et permet d'appliquer le mode économique A (EA) dans ce PA (Io, lignes 7 et 8 de la Fig. 2). Ce mode est aussi appelé Super A, ou Non-commutation (sans commutation) [1], mais le nom EA est plus proche de la vérité. Le fait est que EA produit une réduction dynamique des courants de repos sans dégrader les paramètres (avec une qualité sonore améliorée!), Ce qui réduit l'échauffement des transistors de sortie en réduisant les courants traversants, augmente l'efficacité et l'efficacité de l'amplificateur.

Le principe de l'amplificateur (Fig. 3)

Le signal d'entrée est appliqué à l'entrée non inverseuse de l'ampli-op et amplifié à 8V. De la sortie de l'ampli-op à R8, le signal est envoyé aux bases VT3, VT4. Étant donné que les émetteurs VT3 et VT4 sont connectés à une source de tension stabilisée et que l'alimentation de l'amplificateur opérationnel est également stabilisée, le courant de collecteur VT3, VT4 ne dépend que du niveau du signal et dépend peu de la tension d'alimentation. En fait, VT3(VT4) est un générateur de courant contrôlé pour VT5(VT6), ce qui signifie que l'influence d'Upit sur le courant de collecteur de VT5 sera également affaiblie. Et le courant VT11, à son tour, dépend du courant de collecteur VT5. Cela signifie que dans l'amplificateur, il n'y a pas de modulation du signal utile par la tension d'alimentation même sans rétroaction, et la qualité sonore, en particulier aux basses fréquences, sera la même que dans les amplificateurs à alimentation stabilisée.

Les baisses de puissance ne seront perceptibles qu'à la puissance maximale, avec une tension de sortie proche de la tension d'alimentation. Les transistors VT3 et VT5 (VT4 et VT6) constituent des cascades composites, dans lesquelles est introduit un diviseur qui détermine le gain. Une telle combinaison réussie permet d'appliquer un signal de rétroaction négative (NFB) directement au circuit émetteur VT3 (VT4) via R27 (R28), et en même temps vous permet de façonner facilement le fonctionnement des étages de sortie dans l'EA mode, obtenant une linéarité élevée à une vitesse de balayage et un gain élevés. La tension OOS est appliquée à l'émetteur VT3 (VT4), empêchant sa fermeture brutale. Même lorsqu'ils fonctionnent avec une coupure de courant aux niveaux de signal maximaux (osc.6), les transistors de sortie s'ouvrent en douceur à l'avance et ne créent pas de distorsion aux faibles niveaux de signal (la région la plus favorable à l'apparition d'harmoniques). Le gain de la partie transistor de l'amplificateur est égal au rapport R27/R17 (R28/R18)+1. Le gain de l'ensemble de l'amplificateur est égal au rapport R5/R3+1. La sensibilité de l'amplificateur est réglée en sélectionnant R3.

Sélection du mode de fonctionnement de l'amplificateur

Lors du développement et du test de tout UMZCH, la tâche principale est d'obtenir une qualité maximale avec un minimum de chauffage. L'amplificateur a été testé dans tous les modes de A à B (Fig. 2, oscillateurs 6, 7, 8). Dans ce PA, il n'y a en fait pas de mode B. La coupure du courant du côté supérieur (ligne 6) se produit à un courant du côté inférieur de plus de 2A, ce qui a peu d'effet sur la forme du signal utile, et en fait est le mode AB, uniquement avec la formation d'une baisse-montée selon le principe EA. Il convient de noter que la forme des courants de repos sur osc.7 est idéalisée et correspond pratiquement au mode A. Efficacité déraisonnablement faible, le chauffage diffère peu du mode A, alors qu'il n'y a pas d'amélioration notable du son. Et même inversement, (selon l'auteur) le son était trop lissé, les aigus se perdaient sur certaines compositions. En termes d'économie, le plus idéal est le mode osc.9, avec le courant de repos tombant à 0 au signal maximum.

La forme du courant a été déterminée expérimentalement à une efficacité maximale (osc. 8, 40 mA, sans coupure), et la première version de l'amplificateur a été réalisée. Ensuite, en augmentant l'OOS local, il est devenu possible d'augmenter l'augmentation dynamique du courant des transistors d'entrée, ce qui a réduit de moitié les harmoniques. La qualité du son s'est améliorée. Dans le même temps, il s'est avéré que lorsque le mode EA ramène le courant à une section droite, il n'y a plus de différence qu'il y ait ou non une coupure de courant (oscillateurs 6 et 8). Le son ne change pratiquement pas. C'est ainsi que la deuxième option et les suivantes ont été faites. Bien sûr, n'importe qui peut choisir l'une des familles de caractéristiques de courant de repos (Fig. 2) à sa discrétion. Pour augmenter le courant résiduel (fonctionnement sans coupure), il est nécessaire de réduire R13-R14 à 360 ... 340 Ohm, en augmentant la composante constante à l'aide de R16. Afin de donner au courant de repos la forme osc.7, il est nécessaire de réduire R11-R12 à 5,6 ... 5,1k. (Les modifications doivent être effectuées avec les transistors de sortie désactivés.)

La première version de l'amplificateur

Son schéma est tout à fait identique à celui de la Fig. 3, et ne diffère des suivants que par les calibres R13-R14=360 Ohm, R27-R28=4,3k. Le courant de repos a la forme osc.8.

La deuxième version de l'amplificateur (Fig. 3) diffère du premier en modifiant les modes de fonctionnement de VT3-VT4 et en introduisant un mode EA plus profond (ce qui signifie une montée-descente plus douce du courant de repos). L'augmentation du courant dynamique sur R13-R14 a été augmentée et sa composante constante a été réduite (R15-R16). En plus d'améliorer la qualité sonore, cela a augmenté l'efficacité de la compensation thermique. Le mode EA plus profond a considérablement réduit le niveau des timbres sonores (harmoniques impaires) et a presque complètement éliminé toute coloration de timbre du son. Combiné avec l'impédance de sortie nulle de l'amplificateur, cela donne à tous les haut-parleurs un son de très haute qualité. Avec le bon choix d'ampli op, la sélection des transistors en fonction du gain et des valeurs nominales des éléments pour la symétrie d'épaule, le coefficient harmonique ne dépasse pas 0,0006% à 1 kHz et 0,002 à une fréquence de 20 kHz. Le courant de repos a la forme osc.6 (0…5 mA).

La troisième version de l'amplificateur (Fig. 4)

Les moyens d'améliorer encore les paramètres découlent des caractéristiques de la base d'éléments. Il est connu que la distorsion de l’ampli-op augmente avec l’augmentation de la fréquence, de la tension de sortie et du courant. Il est difficile d'atteindre tous les paramètres élevés dans un seul ampli-op. La sortie de cette situation consiste à utiliser une cascade de tampons provenant d'un ampli-op avec une capacité de charge élevée, c'est-à-dire connexion composite de deux amplificateurs opérationnels. La tension de sortie du premier ampli opérationnel est immédiatement réduite de 2 à 4 fois, le coefficient harmonique est réduit presque du même montant et le gain du deuxième ampli opérationnel (tampon) est réduit de moitié. Comme premier étage, il est préférable d'utiliser un ampli-op avec des transistors à effet de champ en entrée, avec un Kg très faible et le premier pôle au-dessus de la plage audio, et comme second, un ampli-op avec TOS, qui a un taux de variation très élevé de la tension de sortie et de la capacité de charge. Les amplificateurs opérationnels TOC haute fréquence ont une très faible distorsion dans la plage audio.

On sait également que le gain et la linéarité des caractéristiques du transistor dépendent du courant du collecteur, c'est-à-dire Plus la plage de variations de courant est petite, plus la distorsion est faible. La sortie est l'utilisation de transistors appariés dans les étages de sortie. Sur cette base, une troisième version de l’amplificateur a été développée. Avec la sélection correcte de l'ampli-op, des gains des transistors et des valeurs des éléments pour la symétrie des bras, il est possible d'obtenir un coefficient harmonique ne dépassant pas 0,0005 % à 1 kHz, et pas plus de 0,001 sur l'ensemble plage de fréquence et de puissance.

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Option quatrième amplificateur

Sa différence réside dans l'utilisation d'une alimentation stabilisée pour les étages pré-terminaux, l'utilisation d'amplis op FF et la possibilité d'assembler une carte de circuit imprimé sur des composants SMD (montage en surface), ce qui réduit considérablement ses dimensions. Il est nécessaire de sélectionner des analogues SMD des transistors indiqués dans le schéma. Comme indiqué ci-dessus, la qualité sonore et le niveau de tension de sortie de cet amplificateur ne dépendent pas des baisses et des ondulations de la tension d'alimentation. L'utilisation d'une alimentation stabilisée pour les étages pré-terminaux dans ce cas ne donne que l'indépendance du courant de repos des transistors de sortie vis-à-vis des variations importantes de la tension secteur, et peut être appliquée à la demande du fabricant. La numérotation des composants est laissée selon les options 1 et 2.

Option cinquième amplificateur

L'utilisation de transistors composites dans les étages finaux a permis de simplifier les réglages du circuit et de l'amplificateur, ce qui est important pour les radioamateurs débutants et inexpérimentés. Une réduction significative de ses dimensions permet de rivaliser en dimensions avec l'UMZCH intégré, ayant des paramètres plus élevés. Dans le même temps, la linéarité du gain aux basses fréquences est supérieure à celle des microcircuits UMZCH, la tension de sortie est supérieure à une tension d'alimentation relativement faible et l'insensibilité aux baisses de tension d'alimentation, ce qui est particulièrement important pour les alimentations de petite taille. Le schéma de la version à deux canaux est présenté dans la figure ci-dessous. Dans ce cas, l'OU et les régulateurs de tension VT1-VT2 sont communs.

L'option d'amplification 5 nécessite peu ou pas de réglage. Tout se résume à vérifier les tensions d'alimentation, l'absence de tension constante en sortie, et à régler le courant de repos souhaité avec les transistors de sortie chauffés au maximum. La dérive du courant de repos avec la température est moindre ici que dans l'option 2 en raison du gain de courant plus faible, mais en raison du gain de tension important des transistors composites, une amplification et un écrêtage excessifs du signal sont possibles, ce qui n'est pas toujours utile pour haut-parleurs. Par conséquent, R19-R20 ne doit pas être inférieur à 0,075 ohms, même pour des haut-parleurs puissants. Si vous le souhaitez, vous pouvez ajouter un contrôle thermique et une protection de courant à partir de l'option 2. Si vous avez des difficultés à mesurer la résistance de 0,075 ohms, vous pouvez vous en sortir de deux manières. 1) Connectez deux résistances de 0,15 ohm ou quatre résistances de 0,3 ohm en parallèle. 2) Mesurez la résistance d'un fil de constantan ou de nichrome (par exemple, en démontant une résistance de fil de 0,51 Ohm, 1%), redressez-le et divisez-le avec précision en parties égales sur la longueur, en obtenant la résistance souhaitée. Il est conseillé d'étamer les extrémités du segment sur un comprimé d'aspirine et de l'essuyer avec de l'alcool. Un morceau de nichrome redressé n'aura pas d'inductance et peut être soudé à la carte sous la forme d'un cavalier ou d'un support. Le coefficient harmonique de l'amplificateur de la 5ème option n'a pas été mesuré, mais subjectivement en termes de son, il ne dépasse pas 0,008% dans toute la plage de fréquences et de puissance.

A titre d'exemple sur la Fig. 12-13 montre le circuit imprimé d'un amplificateur à deux canaux. Les transistors de sortie sont des TIP142T/TIP147T en boîtiers TO-220 et ont des dimensions plus petites que les TIP142/TIP147 en boîtiers TO-3R. Lorsqu'ils sont intégrés dans des haut-parleurs multimédia où il y a des vibrations, les R13-R14 sont remplacés par un 92...100k constant. Dans une version miniature, sur les petits radiateurs, il doit être choisi de telle sorte que sur les radiateurs froids, le courant de repos soit de 5...10 mA, et lors du réchauffement, il ne dépasse jamais 40...60 mA. Ce mode peut être classé comme AB+EA. Le condensateur C1 est un condensateur céramique de petite taille, C3 est un condensateur électrolytique non polaire.

Paramètres de l'amplificateur complètement dépendant du type d'OS utilisé. La puissance de sortie sinusoïdale maximale possible de l'amplificateur de la deuxième option est de 120 W, mais à une charge de 4 Ohms et une tension d'alimentation supérieure à +/-35V, il est nécessaire de limiter le courant de VT11, VT12 (R33, R34) ou augmenter leur puissance, sinon la puissance dissipée au niveau des transistors de sortie dépassera le maximum autorisé. Lors de l'application d'une charge de 4 ohms seulement, la tension d'alimentation n'a pas besoin d'être augmentée au-dessus de +/-35 V. Certes, cela réduira la puissance de sortie sous une charge de 8 ohms. Selon l'auteur, les haut-parleurs avec une résistance de 6 à 8 Ohms ont un son plus naturel, et les haut-parleurs avec une impédance de 4 Ohms ont une puissance de sortie et une dynamique plus importantes. La réponse en fréquence de l'amplificateur est linéaire du courant continu (sans C1) à 200 kHz (sans C2, C6), avec une diminution douce de l'amplitude de 200 kHz à 1 MHz. Lorsqu'un signal d'une fréquence de 1 MHz avec modulation d'amplitude à une fréquence de 1 kHz était appliqué à l'entrée de l'amplificateur, il était reçu par un récepteur à ondes moyennes. Une tension constante a été appliquée à l'entrée PA (sans C1) de 0 à 1 V par pas de 10 mV, tandis que la tension de sortie a augmenté de manière absolument linéaire de 0 à 30 V, c'est-à-dire L'amplificateur s'est comporté comme un amplificateur CC de précision, ce qui indique sa grande linéarité de gain et, par conséquent, sa faible distorsion harmonique et sa haute fidélité sonore.

L'amplificateur a été testé avec des impulsions rectangulaires d'une fréquence de 2 kHz à une charge résistive de 6 ohms. Dans ce cas, une vitesse de balayage de la tension de sortie de 30 V/µs a été obtenue et n'a été limitée que par la source d'impulsions rectangulaires ; aucune distorsion de la forme du signal et aucune pointe n'ont été observées. Tension de sortie nominale = Upit.-5 V. Tension de sortie maximale de l'amplificateur = Upit.-3V. Lorsque la tension d'alimentation est réduite par une alimentation régulée bipolaire, l'amplitude du signal de sortie ne diminue pas jusqu'à ce que l'alimentation atteigne la valeur Uout + 5V, et lorsque Upit = Uout + 3V, le signal de sortie est progressivement limité.

L'impédance de sortie de l'amplificateur = 0. L'amplificateur n'est pas sensible au bruit de fond de l'alimentation avec une composante variable jusqu'à 100mV. Plage de tension d'alimentation - de +/- 25 à +/- 40V. Les distorsions ont été mesurées à l'aide de deux générateurs G3-118 et de filtres coupe-bande inclus dans l'ensemble. Le niveau de distorsion non linéaire totale, lorsque des signaux de 20 Hz à 20 kHz étaient appliqués à l'entrée, était inférieur à celui indiqué dans [1] (Fig. 8) et se situait au niveau d'interférence de l'oscilloscope S1-65A lui-même (0,2 ... 0,3 mV à une tension de sortie de 32V), ce qui implique un coefficient harmonique ne dépassant pas 0,002%. La même chose a été montrée par des mesures avec un analyseur de spectre informatique. Mais en même temps, l'objectif principal était de remplir la condition 2. L'amplificateur a été testé et fonctionné à Io = 150 mA avec un dissipateur thermique de haute qualité.

Malgré le nombre relativement important de pièces, l'amplificateur lui-même se compose d'un microcircuit et de 6 transistors (VT3, VT4, VT5, VT6, VT11, VT12). VT1 et VT2 - stabilisateurs de tension +/- 15 V ; VT7, VT8 - unités de compensation thermique pour le courant de repos des transistors de sortie ; VT9, VT10 - limiteurs de courant maximum (6A). VT1, VT2, VT9, VT10, VD1, VD2, R9, R10, R19-R20, R33, R34 en présence d'une source stabilisée séparée +/- 15 V et avec une diminution de la puissance de sortie (Upit.= +/- 25V, Pout 50W) peuvent être exclus du schéma et une version simplifiée de petite taille du PA peut être fabriquée.

Dispositif de compensation de température

Il convient de noter que le courant de repos de l'amplificateur peut changer de manière significative lorsque les transistors (en particulier VT3-VT4) se réchauffent et que la tension d'alimentation change, vous devez donc sélectionner avec précision le point de fonctionnement des transistors VT7-VT8 (compensateurs pour changer le courant de repos de la température et de la tension d'alimentation). Dans le même temps, les fluctuations locales du courant de repos à +/- 20 mA n'affectent pas les paramètres de l'amplificateur. Après les études des modes thermiques de l'UMZCH, l'auteur est arrivé aux conclusions suivantes: 1. Une augmentation du courant de repos des transistors de sortie de 2 à 3 fois peut se produire même avec un léger échauffement du transistor d'entrée de plus faible puissance , il est donc souhaitable de contrôler les modes d'autant d'étages que possible. 2.

Il est souhaitable de placer chaque transistor de sortie sur un radiateur séparé sans joints isolants et de contrôler sa température. Le dispositif de compensation de température fonctionne comme suit. Le transistor VT7, un générateur de courant, est monté sur un radiateur VT11 à travers un joint en mica. (VT8 sur radiateur VT12). Lorsque le radiateur chauffe, le courant VT7 augmente et est acheminé via R23 (R24) vers le circuit émetteur VT3 (VT4), le recouvrant. Le signal de limitation du courant des transistors de sortie est également fourni ici. En sélectionnant les résistances R21-R22, vous pouvez définir différentes conditions de température pour l'amplificateur.

En mode 1, ligne continue (à une valeur de R21, R22 = 100 Ohm), le courant de repos sera stable jusqu'à 65-70 degrés, puis diminuera fortement jusqu'à 0. En mode 2 (R21, R22 = 68 Ohm ), le courant de repos diminue proportionnellement à la température , c'est-à-dire l'appareil maintient la température réglée. En mode 3 (R21,R22 = 150 Ohm), le courant de repos n'augmentera pas avec l'augmentation de la température, mais ne diminuera pas pour réduire l'échauffement des transistors (l'appareil peut supporter le courant donné). Lors du changement de la tension d'alimentation de l'amplificateur de +/-25 à +/- 40 V, il est nécessaire de sélectionner la valeur de R29-R30 de sorte que le décalage sur R25-R26 soit de 0,41-0,432 V. La valeur de R29-R30 est calculée par la formule : R29 (R30) , kOhm = Upit. /0,432 - 1k.

Lorsque les transistors de sortie ont été délibérément réinstallés sur des radiateurs d'une surface plus petite, le dispositif de compensation thermique a été reconstruit et a maintenu les conditions thermiques spécifiées. En combinaison avec une faible sensibilité aux baisses de puissance, cela permet d'intégrer cette sonorisation dans un équipement existant, où il n'y a pas assez de puissance du transformateur de puissance (par exemple, "Vega 50U-122S"), ou la zone de \ uXNUMXb\uXNUMXbradiateurs (centre de musique). Bien sûr, il est possible de monter des fréquences ultrasonores sur des microcircuits, mais (selon l'auteur) ils n'ont pas la même qualité sonore que les sonorisations sur éléments discrets. 

Détails et fabrication

Dans l'amplificateur, il est préférable d'utiliser un ampli-op avec une vitesse de montée de la tension de sortie d'au moins 50 V/µs avec un faible niveau d'harmoniques et de bruit propre, avec des transistors à effet de champ à l'entrée. Les transistors VT3, VT4 doivent être sélectionnés avec le gain le plus élevé possible, un faible niveau de bruit et une faible dépendance du courant du collecteur à la température. Comme VT5-VT6, il est conseillé d'utiliser des transistors avec une fréquence d'amplification élevée et une faible capacité de collecteur. Dans l'amplificateur, il est tout à fait possible d'utiliser l'ampli opérationnel domestique KR574UD1 et des transistors avec des facteurs de gain de 130 à 150, afin de pouvoir refaire un amplificateur existant (par exemple, Amphiton) à partir des mêmes pièces.

Dans ce cas, la tension maximale admissible de tous les transistors doit être d'au moins 80 V. En fonction du Uout souhaité, il est nécessaire de modifier la résistance R5 en respectant la condition : (R5/R3)+1=Uout/Uin. Lorsque vous utilisez d'autres transistors de sortie (transistors à effet de champ ou connectés en parallèle), vous devrez peut-être sélectionner la résistance R31-R32 en fonction de la chute de tension à leurs bornes de 0,55 V en position médiane du moteur R16 avec VT11-VT12 tourné désactivé. Selon les calculs de l'auteur, sur la base de ce circuit, il est possible de construire un PA avec une tension de sortie de 80-100 V. (L'amplificateur est capable de produire une tension de sortie proche de la tension d'alimentation). Les paires complémentaires (VT3 - VT4, VT5 - VT6, etc.) de bras opposés ne doivent pas différer en gain de plus de 5 %. Des résistances situées symétriquement des jambes supérieures et inférieures sont également sélectionnées avec une tolérance de 5 %. C'est une condition nécessaire pour la symétrie du signal de sortie et pour éviter les distorsions non linéaires.

Les résistances R33 - R34 sont constituées de deux résistances de 0,2 Ohm 2W chacune connectées en parallèle, situées l'une au-dessus de l'autre. R33, R34 doivent être utilisés sans induction. Les résistances à fil torsadé ne doivent pas être utilisées. La bobine L1 est enroulée sur une résistance R35, contient 2 couches de fil PEL 0,8 et est imprégnée de vernis ou de colle. L1, C9, R36 sont montés sur la carte de sortie. La surface des radiateurs VT5 - VT6 est d'au moins 30 cm, VT1 -VT2 -1..2 cm. Une version de petite taille de l'amplificateur peut être montée sur une carte mesurant 60x65 mm en feuille PCB d'une épaisseur de 1,5 mm (Fig. 6, Fig. 7). Si vous devez modifier la taille du tableau, il peut être déplacé le long de la grille. Toutes les pistes sont étamées avec de la soudure. Les chemins de courant des circuits de puissance et des charges sont étamés avec une épaisse couche de soudure avec un brin de fil de cuivre posé. Pour tous les transistors montés sur radiateurs, l'utilisation de pâte thermiquement conductrice est obligatoire, et pour les transistors de capteurs thermiques, les joints doivent être en mica.

Comme C1 et C3-C4, il est préférable d'utiliser un condensateur électrolytique non polaire.

Riz. 6. Option de circuit imprimé de l'amplificateur 1-2. Vue latérale détaillée. Taille 60x65mm. Grille étape 2,5

Riz. 7. Option de circuit imprimé de l'amplificateur 1-2. Vue côté soudure. Taille 60x65mm. Grille étape 2,5

Riz. 8. Circuit imprimé universel pour les options 2 et 3. Vue côté pièce. Taille 90x65 mm. Pas de grille 2,5 mm

Riz. 9. Circuit imprimé universel pour les options 2 et 3. Vue côté soudure. Taille 90x65mm.

Carte d'amplificateur double Option 5

Vue côté soudure. Taille 55x60mm.

Les deuxième et troisième versions de l'amplificateur peuvent être assemblées sur une carte universelle (Fig. 8, Fig. 9). Dans le cas de l'équilibrage de l'ampli-op entre les broches 1-8 ou 1-5, un cavalier est placé au point X sur la broche 8 ou 5. Il doit être fiable pour éviter un déséquilibre grossier de l'ampli-op. La résistance R6 peut être commutée sur les points + et - 15 V de la carte, ou un cavalier peut être placé, selon le type d'ampli opérationnel. Si l'ampli opérationnel DA2 n'est pas utilisé, la piste doit être coupée au point X2. Lorsque vous utilisez deux amplificateurs opérationnels, la résistance R8 passe à la broche 6 de DA2.

Configuration de l'amplificateur

Après avoir vérifié la bonne installation, vous devez :
1. Réglez R6 et R16 en position médiane.
2. Court-circuitez l'entrée de l'amplificateur au boîtier.
3. Dessouder les transistors de sortie (VT11-VT12)
4. Mettez sous tension.
5. Mesurez la tension d'alimentation et +/- 15 V.
6. Réglez (R6) à la sortie de l'amplificateur et la tension de l'ampli op 0V. Si 0V est réglé à la sortie du PA et qu'une tension constante est présente à la sortie de l'ampli-op, les transistors doivent être vérifiés.
7. Réglez R31-R32 sur 0,55 V avec R16.
8. Coupez l'alimentation, connectez les transistors de sortie en incluant un ampèremètre 11 A dans le circuit ouvert du collecteur VT1.
9. Mettez sous tension et R16 règle le courant de repos du collecteur VT11 entre 100 et 150 mA.
10. Mesurez le courant de repos VT12, il ne doit pas différer du courant VT11 de plus de 5 %.
Le courant de repos des transistors de sortie peut être réglé dans la plage de 0 à 250 mA, en fonction de la qualité sonore souhaitée, du mode de fonctionnement, des conditions thermiques et de la taille des radiateurs. Le courant de repos doit être réglé à une température des transistors de sortie de 35 à 40 degrés.
11. Vérifiez le fonctionnement de la compensation thermique en mesurant les courants de repos à la température maximale des radiateurs des transistors de sortie.

Unité de protection AC

Dans les situations d'urgence, lorsque le courant continu traverse le haut-parleur, sa bobine brûle, de sorte que l'utilisation de la protection du haut-parleur est une condition préalable aux amplificateurs puissants. L'unité de protection (Fig. 10) fonctionne comme suit.

Plage de tension d'alimentation :.........+/-20…+/-60V
Temps de réponse:
de la tension DC +/- 1V.......... pas plus de 0,5 sec.
de la tension DC +/- 30V.......... pas plus de 0,1 sec.

Lorsque l'alimentation est allumée, le condensateur C3 commence à se charger (depuis la source d'alimentation via R7-R8). Après 1 s. la tension dessus atteint une valeur suffisante pour ouvrir VT3, puis VT4 s'ouvre, et le relais connecte le courant alternatif à l'amplificateur avec ses contacts. Pendant le fonctionnement normal du PA, la tension alternative de sa sortie n'a pas le temps de charger C1-C2, et en cas d'urgence, la tension constante de la sortie de l'amplificateur ouvrira VT1 ou VT2 (selon la polarité), la tension à C3 diminuera et le relais éteindra le courant alternatif. En cas de faux déclenchements de protection à volume élevé, la capacité C1-C2 doit être augmentée.

Un schéma de la carte de circuit imprimé de l'unité de protection AC est illustré à la fig. 11 et 12. Il est conseillé d'utiliser une unité de protection de haut-parleur séparée pour chaque canal. Le relais (U P1) doit être alimenté à partir d'une source qui a une capacité de filtre de puissance inférieure à celle de l'amplificateur lui-même, de sorte que lorsque l'alimentation est coupée, le relais P1 est désactivé en premier. Le relais doit être utilisé avec une surface de contact et une force de ressort aussi grandes que possible, car. les relais miniatures (en particulier les relais Reed) ont des cas de contacts brûlants et l'incapacité de s'éteindre en cas d'urgence.

littérature

1. Yu. Mitrofanov. EA dans UMZCH. Radio n ° 5,1986, XNUMX
2. G. Bragin. UMZCH. Radio n° 12,1990, XNUMX

Auteur : Laikov A.V. (alexandr.laykov@rambler.ru); Publication : cxem.net

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