Stabilisation des amplificateurs de classe AB. Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique

Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique / Amplificateurs de puissance à transistors

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L'article présenté à l'attention des lecteurs présente une méthode de réglage automatique de la tension de polarisation des amplificateurs push-pull pour stabiliser le courant consommé par l'amplificateur lorsque le signal amplifié passe par zéro et au repos.

Les avantages de l'article incluent la méthodologie de calcul et de vérification de la stabilité du mode de l'étage de sortie UMZCH.

Les amplificateurs de classe AB sont les plus courants parmi les amplificateurs de puissance linéaires, car ils vous permettent de combiner le rendement élevé des amplificateurs de classe B avec l'absence de distorsion dans les amplificateurs de classe A. Cependant, la formation de la tension de polarisation du transistor nécessaire à cela, supportant le bras de la cascade push-pull dans le mode de courant initial optimal (courant de repos), était et reste le problème principal de la construction de tels amplificateurs, le problème de la stabilisation de leurs paramètres. Cela s'explique par l'instabilité des caractéristiques des transistors, leur dépendance à la température et au niveau du signal, ainsi que par la propagation et la dérive des paramètres des mêmes transistors. L'article [1] ne traite pas tant de la stabilisation que de la garantie de la "certitude" du régime. Le niveau pratique atteint est caractérisé par une sélection de schémas dans [2]. D'après eux et d'autres publications connues de l'auteur, on peut voir qu'il n'existe toujours pas de solution de circuit acceptable pour stabiliser le mode des amplificateurs de cette classe ; aucune méthode univoque (règle, critère, algorithme) de régulation de la tension de polarisation n'a été formulée, qui permettrait de régler automatiquement la tension de polarisation optimale pour des transistors puissants. Une solution à ce problème est suggérée ci-dessous.

Critère d'optimalité

Le mode amplificateur est le plus efficacement stabilisé par des méthodes de rétroaction en mesurant une certaine quantité électrique qui dépend de la tension de polarisation, en la comparant à une valeur de référence et en la régulant automatiquement. Les tentatives de stabilisation du courant de repos des amplificateurs en ajustant la tension de polarisation n'ont conduit soit qu'à une solution partielle du problème [3, 4], soit à la création d'amplificateurs [5] qui ont la stabilité nécessaire, mais perdent en haute qualité amplificateurs de classe AB dans certains paramètres. Le courant de ces amplificateurs au moment où le signal amplifié passe par zéro - on l'appelle le courant initial - n'est pas égal au courant de repos des amplificateurs ; ils sont plus correctement classés comme amplificateurs à polarisation dynamique. Pour les amplificateurs push-pull avec stabilisation des courants minimaux des bras [6], de plus, la surexcitation est dangereuse. Seuls les amplificateurs de classe AB stables en tous points peuvent être considérés comme parfaits, hors compétition.

Le critère de la tension de polarisation optimale des amplificateurs de classe AB est la stabilité du courant initial, égal au courant de repos de l'amplificateur de classe AB et maintenu automatiquement.

Ce critère d'optimalité sans sa formulation et sans séparation des notions de courant de repos et de courant initial a été utilisé dans [7]. Cependant, l'auteur a choisi une méthode infructueuse pour déterminer le courant initial (dans la terminologie de l'auteur - le courant de repos) en le calculant à l'aide d'amplificateurs opérationnels comme différence entre les courants mesurés des épaules et la charge. Outre la complexité de mise en oeuvre et les pertes de puissance assez importantes dans les résistances de mesure, le principal inconvénient de la technique choisie est que l'erreur de détermination peut dépasser la valeur souhaitée. Le développement des idées de [7] peut être considéré comme une solution technique [8], où un bon résultat est obtenu en ce qui concerne les amplificateurs à transistors à effet de champ, mais les exigences obligatoires pour tous les amplificateurs de classe AB ne sont pas entièrement formulées et remplies . Ci-dessous, nous examinons en détail la méthode de mesure du courant initial à l'aide d'un détecteur des valeurs minimales de la somme des courants dans les bras d'une cascade push-pull.

Justification théorique

Afin d'identifier la possibilité de mesurer le courant initial dans une cascade push-pull dans le contexte de signaux changeants, nous considérons les changements de courants dans les bras d'une telle cascade et leurs sommes, en supposant que le courant de signal dans la charge change selon la loi sinusoïdale la plus simple :

i_н = je_msinα.

Ici je_н - valeur instantanée du courant de charge ; je_m - son amplitude ; α = Ωt - angle de phase ; Ω - fréquence de fonctionnement ; t - temps.

La nature de la variation des courants dans les épaules d'une cascade push-pull est illustrée à la Fig. 1,a, et les sommes des valeurs absolues des courants - sur la fig. 1b.

Fig. 1.

Le courant de charge dans un étage push-pull est déterminé par la différence des courants des épaules ou la somme des valeurs absolues des incréments des courants des épaules

i_н = |∆i₁| +lΔi₂|.

Aux faibles courants de signal, les deux bras de l'amplificateur fonctionnent en mode linéaire de classe A. Les incréments des courants des bras sont égaux en valeur absolue à la moitié du courant de charge :

 |∆i₁| +lΔi₂| = 0,5i_н = 0,5l_msinα,

et les expressions des courants d'épaule auront la forme

pour 0 ≤ α ≤ α₀.

Ici et en bas, par α₀ l'angle de phase est indiqué, au-dessus duquel l'amplificateur passe du mode classe A au mode avec coupure de courant dans l'épaule.

Si tous les courants sont normalisés par rapport au courant de charge maximal (les courants normalisés sont indiqués en gras)

I_supplier/I_m = I_supplier  и   I_m/I_m = 1 alors

pour 0 ≤ α ≤ α₀.

Pour α = α₀ le courant du deuxième bras diminue jusqu'à zéro, c'est-à-dire

i_supplier - 0,5sinα₀ = 0.

A partir de là, nous déterminons α₀ = arcsin2I_DÉBUT.

En mode coupure de courant dans un bras, le courant de charge est déterminé par les incréments du courant de l'autre bras :

pour a₀ ≤ α ≤ π/2.

Pour α ≥ π/2, la nature de la variation des courants se répète dans l'ordre inverse, et pour α > π, le signe du courant de charge change et sa formation est réalisée par un autre bras (voir Fig. 1).

Somme des courants d'épaule 

a une valeur minimale constante, déterminée uniquement par le courant initial de l'amplificateur

(i₁ + i₂)_min = 2I_supplier.

Ceci permet de formuler une méthode de stabilisation : pour stabiliser le mode amplificateur classe AB à tout courant initial souhaité, il faut et suffit de stabiliser la valeur minimale de la somme des courants des bras, qui est égale à la valeur double du courant initial d'un bras.

Schéma fonctionnel généralisé

Sur la fig. La figure 2 représente le circuit amplificateur le plus simple avec stabilisation initiale du courant selon la méthode proposée. Il a été obtenu en modifiant le circuit de [4] en incluant une résistance R13 et un détecteur de crête sur un transistor VT8. Les impulsions de tension aux bornes de la résistance R13 sont maximales à la tension totale minimale aux bornes des résistances R10 et R11, c'est-à-dire au repos de l'amplificateur et lorsque le signal passe par zéro. Le courant d'émetteur du transistor VT8 charge le condensateur C3 à une tension juste inférieure à la tension maximale aux bornes de la résistance R13. Dans ce cas, la tension à l'entrée du régulateur de tension de polarisation VT3 est d'autant plus grande que la tension totale aux bornes des résistances R10 et R11 est faible. Avec une diminution du courant initial des transistors VT6 et VT7, la tension de polarisation augmente et, à mesure qu'elle augmente, elle diminue. Il en résulte que le courant initial des transistors de l'étage terminal se stabilise au niveau du courant de repos.

Fig. 2.

Quelle que soit la conception spécifique, qu'il s'agisse d'un transformateur ou d'un amplificateur sans transformateur avec connexion parallèle ou série des bras, il est possible de nommer les éléments obligatoires pour stabiliser son mode. Ces éléments sont représentés sur la Fig. 3, dont certains sont utilisés, en particulier, dans l'amplificateur dont le circuit est représenté sur la fig. 2. Le circuit généralisé comprend l'amplificateur lui-même et le régulateur de tension de polarisation, à l'exception de la charge R„. Le régulateur de tension de polarisation est le transistor VT3 avec la résistance R6.

Fig. 3.

Les capteurs de courant 1 et 2 dans deux bras de l'amplificateur de la fig. 2 sont les résistances R10 et R11 ; le sommateur est mis en oeuvre en connectant ces résistances en série : une tension proportionnelle à la somme des courants leur est retirée. À l'aide du transistor VT3, la tension totale minimale est inversée en tension maximale aux bornes de la résistance R13. La détection de cette tension est réalisée par un transistor VT8 avec un circuit RC R12C3.

Il convient de regrouper tous ces éléments dans un module de stabilisation spécial, car ce sont eux qui, ensemble, stabilisent un courant initial donné d'amplificateur et assurent que ce courant est égal au courant de repos. Ces éléments ne participent pas à l'amplification du signal. Vous trouverez ci-dessous une description d'un module de stabilisation plus complexe conçu pour un circuit amplificateur symétrique avec des capteurs de courant situés dans les circuits de puissance.

Sélection du courant initial

En offrant la possibilité de stabiliser le courant initial, il est nécessaire de justifier le choix de sa valeur optimale et de la plage de variation autorisée. Pour sélectionner le courant I optimal_supplier considérer la dépendance des principaux paramètres d'un amplificateur de classe AB au courant initial, qui varie dans les limites maximales, c'est-à-dire de zéro (classe B) à 0,5I_m (classe A) et sur l'amplitude du courant signal.

Les graphiques calculés de la dépendance de ces paramètres au courant initial de l'amplificateur sont illustrés à la Fig. 4a.

Fig. 4.

La courbe de rendement caractérise la dépendance du rendement maximal de l'amplificateur à la valeur choisie du courant initial. Avec son augmentation, l'efficacité maximale diminue de la valeur de 0,785, caractéristique des amplificateurs de classe B, à 0,5, caractéristique des amplificateurs de classe A.

Courbe P_chaud/P_{au maximum}   Il caractérise la puissance thermique maximale dissipée dans les transistors de sortie à partir du courant initial sélectionné de l'amplificateur. Au courant initial I_supplier ≥ 0,13I_m, la puissance thermique maximale est déterminée précisément par ce courant au repos de l'amplificateur (partie droite ascendante de la courbe). Avec un courant initial plus faible, la puissance thermique maximale est déterminée principalement par la puissance du courant alternatif de signal, libérée sur les transistors amplificateurs. Pour les amplificateurs de classe B (à I_supplier = 0) la puissance thermique maximale atteint 0,405R_{au maximum}.

Courbe t_min/T caractérise la durée relative (en fractions de période) du minimum de la somme des courants d'épaulement en fonction du courant initial :

 t_min/T = α₀/(π/2) = 2α₀/C = (2arcsin (2I_supplier))/π.

Cette dépendance caractérise la vitesse requise (temps de lecture) du détecteur de valeur minimale. La durée du minimum de la somme des courants est d'autant plus longue, et les exigences pour le détecteur de crête sont d'autant plus faibles, que le courant initial est important. En classe A, un détecteur de crête n'est pas du tout nécessaire. Lorsque le courant initial diminue, les exigences pour le détecteur de crête augmentent naturellement.

Sur la fig. 4b montre la dépendance de la puissance thermique libérée sur les transistors amplificateurs sur le courant de signal à différents courants initiaux d'amplificateur. Ces courbes montrent bien la zone des valeurs optimales du courant initial. Il peut être considéré comme un courant de 0 à 0,1I_m. Au courant maximum de cette plage, il n'est garanti aucune distorsion de type échelon, et la puissance thermique dégagée par les transistors en mode repos ne dépasse pas la puissance qui leur est allouée en mode signal fort. Dans toute la gamme possible des courants de signal, il fluctue autour de la valeur 0,4P_{au maximum} et dépasse au maximum la puissance thermique maximale des amplificateurs de classe B de seulement 10%, restant inférieure à la puissance thermique maximale des amplificateurs de classe A de 4,5 fois.

Le rendement maximal d'un amplificateur avec ce courant initial est de 77 %, ce qui n'est que de 2 % inférieur à celui des amplificateurs de classe B. Une nouvelle augmentation du courant initial, bien qu'acceptable, n'apporte aucun gain d'énergie et presque aucune réduction de la distorsion. La réduction du courant initial est souhaitable du point de vue de la réduction des pertes de puissance thermique en mode repos. Que cela soit approprié dépend du développeur. La stabilisation directe du courant initial élimine le danger de travailler avec des tensions de polarisation qui ferment complètement l'amplificateur, et donc le risque de casser le circuit de rétroaction négative (CNF) commun. La distorsion non linéaire est réduite au moyen de la rétroaction et peut être contrôlée lors de la configuration de l'amplificateur. Dans ce cas, le courant initial de l'amplificateur peut être réglé nettement inférieur à 0,1I_m.

La partie supérieure de la plage dynamique des signaux amplifiés qui amènent l'étage de sortie du mode classe A au mode classe AB est liée par la relation I_m/(2I_supplier) A un courant initial de 0,1I_m il est de 14 dB, et avec un courant initial de 0,05I_m - 20 dB. Si nous regardons le signal amplifié avec un oscilloscope, nous verrons des valeurs de crête supérieures de 14 ... 20 dB au niveau quadratique moyen des signaux audio. Cela signifie que si la puissance de sortie maximale des amplificateurs est utilisée pour reproduire précisément ces pics sans distorsion, alors la plupart du temps l'amplificateur fonctionne à des niveaux de signal relativement faibles, c'est-à-dire en mode classe A. Cela justifie la réduction du courant de repos et , en conséquence, la consommation d'énergie dans ce mode. La valeur maximale du courant initial de l'intervalle recommandé est mise en évidence sur la fig. 4, mais éclos.

Amplificateur expérimental

Sur la fig. 5 est un schéma d'un amplificateur de puissance moyenne de haute qualité, qui peut être chargé avec un système de haut-parleurs S-30.

Fig. 5.

Lors de l'examen du circuit, les conclusions 1 et 3, ainsi que 4 et 6 du module de stabilisation, peuvent être considérées comme fermées par paires. Les broches 2 et 5 sont des sorties anti-phase pour contrôler les régulateurs de tension de polarisation.

Les caractéristiques de l'amplificateur lui-même sont l'utilisation de puissants transistors à effet de champ dans l'étage de sortie et la symétrie de la structure pour les deux polarités du signal amplifié. La tension de polarisation des transistors à effet de champ est formée sur les résistances R17 et R18 par les courants des transistors VT1 et VT2, et leur réglage automatique se fait par réglage synchrone des courants des étages préliminaires de l'amplificateur par les transistors VT3 et VT4. Les résistances Rl9 et R20 servent à augmenter la stabilité dynamique des transistors, éléments C10, R21, R22 et L1 - pour corriger la réponse en fréquence d'un système avec une nature complexe de la charge.

Module de stabilisation

Le module de stabilisation pour un circuit amplificateur symétrique a des compteurs de courant d'épaule isolés de la charge, et une alimentation commune est utilisée comme source de tension de référence ; de plus, le module dispose de deux sorties anti-phase. Son schéma est représenté sur la Fig. 6.

Fig. 6.

Les capteurs de mesure du courant minimum dans les bras de l'étage de sortie sont les résistances R1 et R3, shuntées, comme dans le circuit de la Fig. 2, diodes au silicium VD1 et VD2 pour contourner le courant de charge élevé. Pour la sommation, des copies réduites de ces courants sont utilisées, formées par les transistors VT3 et VT4 avec des résistances de réglage de courant R4 et R5. Les transistors VT1 et VT2 sont utilisés pour compenser la tension base-émetteur des transistors VT3 et VT4. De ce fait, la tension aux bornes des résistances R4 et R5 peut être considérée comme égale à la tension aux bornes des résistances R1 et R3, et le coefficient de transfert de courant des compteurs aux étages de copie est égal au rapport des résistances des résistances R1 à R4 et R3 à R5.

Le dispositif de sommation est implémenté sur la résistance R7. Une copie mise à l'échelle du courant du bras inférieur de l'étage de sortie lui est fournie directement via le collecteur VT4, et une copie du courant du bras supérieur correspondant à la même échelle est alimentée par le transistor VT3 via le miroir de courant sur les transistors VT5 , VT6 avec les résistances R6 et R8. Les courants des transistors VT4 et VT6 s'ajoutent au courant du transistor VT8 aux bornes de la résistance R7. Dans le même temps, la somme minimale des courants VT4 et VT6 se transforme en un courant maximal VT8, c'est-à-dire la tension maximale aux bornes de la résistance R12 lorsque le signal amplifié passe par zéro et en mode repos de l'amplificateur.

Au repos, cette tension est constante et maximale. Au fur et à mesure que l'amplitude du signal augmente, elle devient d'abord petite et rare, puis profonde et longue, acquérant la forme d'une courbe chaotique, des sommets liés aux valeurs de tension maximales. Les creux les plus profonds correspondent à la plus grande amplitude du signal, les creux les plus longs correspondent aux fréquences amplifiées les plus basses ; les sommets plats correspondent au fonctionnement de l'amplificateur en mode classe A, les centres des sommets correspondent aux instants où le signal amplifié passe par zéro.

Le détecteur de crête sur le transistor VT7 charge rapidement le condensateur C1 à une tension légèrement inférieure (de ΔU_être ≈ 0,6 V) tension maximale aux bornes de la résistance R12. Constante de temps τ_zar ≈ C1 R12/h_21E7, où h_21E7 - coefficient de transfert de courant de la base du transistor VT7. La décharge est plus lente. Sa constante de temps τ_temps ≈ C1 R11.

Rapport τ_zar/τ_temps = R12/(R11 h_21E7) ne doit pas être supérieure à la durée relative de la somme minimale des courants des bras, car la charge (lecture des informations sur la somme minimale des courants) doit être aussi rapide que possible, et la décharge (stockage de ces informations jusqu'à la prochaine lecture) doit être le plus long possible : τ_zar/τ_temps ≤ t_min/T.

Le mode de fonctionnement le plus lourd du détecteur de crête est le mode de signal maximal à la fréquence amplifiée inférieure F_н lorsque les creux de tension aux bornes de la résistance R12 sont maximaux en profondeur et en durée. Selon l'amplitude admissible des ondulations sur le condensateur C1 dans ce mode δ_п, exprimée en pourcentage, avec une résistance de décharge connue (R11 dans le circuit de la Fig. 6), vous pouvez également calculer la capacité minimale de ce condensateur 

La tension aux bornes de ce condensateur est constante lorsque l'amplificateur est au repos. En mode d'amplification, cette tension acquiert des impulsions en dents de scie peu profondes (mesurées par des unités ou des fractions de pour cent) à l'endroit des creux de tension d'entrée lorsque l'amplificateur quitte le mode de classe A, avec une décroissance lente et un retour rapide à la valeur maximale en classe Mode A. Cette tension, en moyenne, reste proportionnelle au courant initial de l'amplificateur et sert de tension de commande des régulateurs de polarisation.

L'ondulation de la tension de commande introduit inévitablement de petites distorsions aux fréquences de signal inférieures. Mais ces distorsions sont d'autant plus faibles que la capacité du condensateur de stockage du détecteur est grande ; ils ne sont introduits que dans un signal fort qui sort l'amplificateur de la classe A, et dans un circuit symétrique, comme le nôtre, ils sont mutuellement compensés par les épaules de l'amplificateur. Dans l'amplificateur expérimental, ces distorsions ne sont nullement ressenties.

Le circuit C7R2 est inclus dans le circuit collecteur du transistor VT9, exactement comme dans le circuit émetteur - C1R11. Cela permet d'obtenir une seconde sortie anti-phase du module de stabilisation. La résistance R10 sert à limiter le courant d'appel du transistor VT7 lors des transitoires. Le réglage du courant initial de l'amplificateur est possible en choisissant des résistances égales R1 et R3, ainsi qu'en sélectionnant la résistance R7 ou R12. Le mode de stabilisation de ce courant ne nécessite aucun réglage ultérieur.

Exemple de calcul des éléments de stabilisation

Le système de haut-parleurs sélectionné est conçu pour une puissance de sortie allant jusqu'à 30 watts. Avec sa résistance électrique nominale de 4 ohms et la puissance de sortie de l'amplificateur de 15 W, l'amplitude du courant sera de 2,74 A. La valeur maximale recommandée du courant initial, égale au courant de repos des transistors de sortie, est I_{maximum initial} = 0,1I_m = 0,274A. Choisis-moi_supplier = 0,1 A

Valeur normalisée I_supplier = I_supplier/I_m = 0,1/2,74 = 0,0365

Étant donné que le calcul est soumis à un système en boucle fermée avec rétroaction, dont tous les éléments dépendent les uns des autres, brisons-le mentalement au point de jonction de l'amplificateur lui-même et du module de stabilisation. Définissons la tension nominale pour contrôler les régulateurs de polarisation pratiques pour le fonctionnement, qui doit être réglée à ce stade en mode linéaire avec le courant initial sélectionné (courant de repos) U_ex = 10 V. Cela permet de calculer les éléments des deux circuits indépendamment l'un de l'autre.

Dans l'amplificateur lui-même (voir Fig. 5) pour les transistors à effet de champ sélectionnés, la tension de seuil mesurée est de 3,5 ... 3,8 V. Avec les résistances R17 et R18 indiquées dans le schéma, cette tension est obtenue à un courant de transistors VT1 et VT2 dans la plage 7,45...8,01 mA. Approximativement les mêmes courants devraient avoir des transistors VT5 et VT6. Les courants des transistors VT3 et VT4 sont égaux à la somme des courants VT1 et VT3 ou VT2 et VT4 ; prenons-les égales à 15 mA. Dans ce cas, la valeur des résistances R5 = R6 = (U_ex -ΔU_être)/JE_VT3 = (10 - 0,6)/15 10^-3 ≈ 620 ohms.

L'inégalité de la tension de seuil des transistors VT7 et VT8 et des courants correspondants des transistors VT1 et VT2 est obtenue automatiquement par l'action de l'OOS à travers la résistance R13, qui assure l'égalité des courants de drain des transistors VT7 et VT8.

Nous procédons au calcul des éléments du module de stabilisation (voir Fig. 6). Nous choisissons la résistance des résistances R1 et R3 de sorte que la tension de fonctionnement sur celles-ci, due au double du courant initial, soit évidemment inférieure à la tension d'ouverture (0,6 V) des puissantes diodes au silicium VD1 et VD2 : R1 = R3 < U_ouvert/(2I_supplier) \u0,6d 2 / (0,1 3) \uXNUMXd XNUMX ohms.

Choisissez R1 = R3 = 2 ohms.

La tension de fonctionnement aux bornes de ces résistances au repos de l'amplificateur, contrôlée lors de sa configuration (plus correctement, il n'y a rien à configurer lors de la vérification), sera

U_R1 =U_R3 = I_supplierR1 = 0,2 V.

Avec les valeurs sélectionnées R4 = R5 = 100 Ohm, les courants des transistors VT3 et VT4 seront des copies 50 fois réduites des courants des bras de l'amplificateur. En mode silencieux et lorsque le signal passe par zéro, ils seront égaux à 2 mA. La valeur maximale de ces courants, égale à 7 mA, est déterminée par la tension maximale (0,7 V) sur les diodes VD1 et VD2. Nous sélectionnons la résistance de la résistance R7 à partir de la condition que le courant maximum de l'un des

transistors VT3 ou VT4 lorsqu'un signal suffisamment fort traverse la cascade

sur le transistor VT8 peut se fermer : R7 = E_fosse/(2 je_макс) \u60d 2 / (7 4,3) \u3d 4 kOhm. Ce n'est pas dangereux si les courants maximaux si les courants maximaux des transistors VT7 et VT8 seront légèrement supérieurs ou inférieurs à 8 mA. Ils ne portent pas d'informations sur le courant initial de l'amplificateur et le transistor VTXNUMX est soit fermé, soit son courant est minimal. En mode silencieux ou lorsque la tension du signal passe par zéro, le transistor VTXNUMX est ouvert et son collecteur est

maximale actuelle : 

I_{VT8 max} = (0,5 E_fosse - ΔU_être)/R7 - 2I_supplier/ 50 \u0,5d (60 0,6 - 4,3) / 2 - (100 50) / 3 \uXNUMXd XNUMX mA.

Avec ce courant, la tension de commande nominale des régulateurs de tension de polarisation est formée. La résistance de la résistance R12 est déterminée à partir de la condition que la tension constante sur celle-ci en mode silencieux ou pulsé au moment où le signal amplifié passe par zéro sera ΔU_être supérieure à la tension de commande :

R12 = (U_ex + ΔU_être)/JE_{VT8 max} \u10d (0,6 + 3) / 3,6 \uXNUMXd XNUMX kOhm

Calcul numérique de la capacité minimale du condensateur C1 selon la formule donnée dans la section précédente, en F_н = 20 Hz et δ_п = 3% donne 82 uF. Les condensateurs appliqués C1 et C2 ont une capacité inférieure, mais elle est doublée par les condensateurs C4 et C5 de l'amplificateur lui-même (Fig. 5).

Vérification des performances du détecteur de crête :

τ_zar/τ_temps = R12/(R11 h_21E7) = 3600/(10000 100) = 0,0036 ;

 t_min/T \u2d (2 arcsin (0,0365 0,0465)) / π \uXNUMXd XNUMX.

Le rapport τ_zar/τ_temps ≤ t_min/T est réservé.

Dérivons une formule pour vérifier le calcul du courant initial en fonction des paramètres sélectionnés et donnés des éléments du circuit. Le courant de repos (alias initial) des transistors puissants est déterminé par leur tension de polarisation, qui, avec une pente élevée ou très élevée des sections ascendantes des caractéristiques des transistors à effet de champ, ne diffère pas beaucoup de la tension de seuil de ces transistors , nous supposerons donc que pour tout courant initial, la tension de polarisation est approximativement égale au seuil.

Étant donné que les courants des transistors VT3 et VT4 (sur la Fig. 5) sont divisés par les transistors des étages différentiels en deux, nous avons

La deuxième égalité est équivalente à la première puisque R5 = R6 et R17 = R18.

Selon le schéma de la Fig. 6 peut écrire 

En résolvant ces expressions ensemble, nous obtenons pour l'amplificateur dans son ensemble

Ici, des indices supplémentaires sont introduits pour désigner le nœud auquel appartient telle ou telle résistance: ms - module de stabilisation, ms - l'amplificateur lui-même.

Calcul numérique avec substitution dans la formule des données de l'amplificateur en U_pores = 3,5 V donne la valeur de I_supplier = 102,5 mA avec une erreur acceptable. Mais il est surtout intéressant d'utiliser cette formule pour évaluer l'effet sur le courant initial de l'amplificateur à dérive de certains paramètres des éléments amplificateurs et, tout d'abord, la tension de seuil des transistors à effet de champ. Un changement de U complètement inacceptable pour de nombreux amplificateurs_pores transistors de ± 20 % conduirait à leur défaillance ou à une grave distorsion du signal. Dans notre cas, cela ne modifie que le courant initial de l'amplificateur de ± 12,5 %, ce qui est tout à fait acceptable et ne sera probablement même pas remarqué par les auditeurs.

Construction et détails

L'amplificateur est fabriqué sur la base de la conception "Radio engineering U-101-stereo". Deux cartes de circuits imprimés de l'amplificateur, correspondant au dessin de la fig. 7, au lieu des circuits imprimés des modules ULF-50-8, ils sont installés sur les dissipateurs thermiques de l'amplificateur de base. Les transistors terminaux VT7 et VT8 sont fixés sur des dissipateurs thermiques isolés sans isolation supplémentaire. Condensateurs à oxyde d'amplificateur - K50-35, C7 - Jamicon NK non polaire, le reste - K10-17. Résistances R19 et R20 - C5-16MV, le reste - C2-33H. Le starter sans cadre L1 du module ULF-50-8 contient 16 spires de fil PEV-11,3, enroulées en deux couches avec un diamètre intérieur de 5 mm.

Fig. 7.

Les planches des modules de stabilisation, dont le dessin est illustré à la fig. 8, installé perpendiculairement aux cartes d'amplification ; ils sont attachés par leurs conclusions 1-6. Condensateurs - K50-35, résistances - S2-33N.

Fig. 8.

Conclusion

La complexité apparente du module de stabilisation au premier abord se justifie par l'efficacité de la méthode de stabilisation proposée, la facilité de calcul et la faible consommation électrique de ce module, ainsi que la quasi-absence de nécessité de construire un amplificateur. Ceci est également confirmé par le fonctionnement sans faille de l'amplificateur expérimental pendant plusieurs années. Une telle stabilisation du régime de cascades puissantes peut être appliquée à la fois dans des amplificateurs haut de gamme et une fiabilité accrue, et dans la plupart des amplificateurs à transistors, dans des dispositifs de contrôle, de mesure et d'automatisation.

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Auteur : V. Efremov

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Cuir artificiel pour émulation tactile 15.04.2024

Dans un monde technologique moderne où la distance devient de plus en plus courante, il est important de maintenir la connexion et un sentiment de proximité. Les récents développements de la peau artificielle réalisés par des scientifiques allemands de l'Université de la Sarre représentent une nouvelle ère dans les interactions virtuelles. Des chercheurs allemands de l'Université de la Sarre ont développé des films ultra-fins capables de transmettre la sensation du toucher à distance. Cette technologie de pointe offre de nouvelles opportunités de communication virtuelle, notamment pour ceux qui se trouvent loin de leurs proches. Les films ultra-fins développés par les chercheurs, d'à peine 50 micromètres d'épaisseur, peuvent être intégrés aux textiles et portés comme une seconde peau. Ces films agissent comme des capteurs qui reconnaissent les signaux tactiles de maman ou papa, et comme des actionneurs qui transmettent ces mouvements au bébé. Les parents touchant le tissu activent des capteurs qui réagissent à la pression et déforment le film ultra-fin. Ce ...>>

Litière pour chat Petgugu Global 15.04.2024

Prendre soin de vos animaux de compagnie peut souvent être un défi, surtout lorsqu'il s'agit de garder votre maison propre. Une nouvelle solution intéressante de la startup Petgugu Global a été présentée, qui facilitera la vie des propriétaires de chats et les aidera à garder leur maison parfaitement propre et bien rangée. La startup Petgugu Global a dévoilé des toilettes pour chats uniques qui peuvent automatiquement chasser les excréments, gardant votre maison propre et fraîche. Cet appareil innovant est équipé de divers capteurs intelligents qui surveillent l'activité des toilettes de votre animal et s'activent pour nettoyer automatiquement après utilisation. L'appareil se connecte au réseau d'égouts et assure une élimination efficace des déchets sans intervention du propriétaire. De plus, les toilettes ont une grande capacité de stockage jetable, ce qui les rend idéales pour les ménages comptant plusieurs chats. La litière pour chat Petgugu est conçue pour être utilisée avec des litières solubles dans l'eau et offre une gamme de ...>>

L’attractivité des hommes attentionnés 14.04.2024

Le stéréotype selon lequel les femmes préfèrent les « mauvais garçons » est répandu depuis longtemps. Cependant, des recherches récentes menées par des scientifiques britanniques de l’Université Monash offrent une nouvelle perspective sur cette question. Ils ont examiné comment les femmes réagissaient à la responsabilité émotionnelle des hommes et à leur volonté d'aider les autres. Les résultats de l’étude pourraient changer notre compréhension de ce qui rend les hommes attrayants aux yeux des femmes. Une étude menée par des scientifiques de l'Université Monash aboutit à de nouvelles découvertes sur l'attractivité des hommes auprès des femmes. Dans le cadre de l'expérience, des femmes ont vu des photographies d'hommes avec de brèves histoires sur leur comportement dans diverses situations, y compris leur réaction face à une rencontre avec une personne sans abri. Certains hommes ont ignoré le sans-abri, tandis que d’autres l’ont aidé, par exemple en lui achetant de la nourriture. Une étude a révélé que les hommes qui faisaient preuve d’empathie et de gentillesse étaient plus attirants pour les femmes que les hommes qui faisaient preuve d’empathie et de gentillesse. ...>>

Nouvelles aléatoires de l'Archive Pas de taches laissées sur le soleil 07.06.2016 Il n'y a pas eu une seule tache sur le Soleil depuis le 3 juin, ce qui indique le début d'un cycle de 11 ans d'activité solaire minimale. Les taches solaires sont des zones où de puissants champs magnétiques pénètrent dans la photosphère solaire. Sur le disque solaire, ils ressemblent à des taches sombres. Leur température est inférieure d'environ 1500 kelvins à celle des autres parties de la surface du Soleil. Le cycle solaire de onze ans est aussi appelé cycle de Schwabe-Wolf. Il s'agit d'un cycle d'activité solaire, d'une durée moyenne d'environ 11 ans. Elle se distingue par une augmentation rapide (en environ 4 ans) du nombre de taches solaires et une diminution plus lente (environ 7 ans) de leur nombre. Le déclin de l'activité solaire entraîne une diminution du rayonnement solaire ultraviolet, à la suite de quoi les couches supérieures de l'atmosphère terrestre sont refroidies et détruites. Cela conduira à l'accumulation de débris spatiaux autour de la planète. L'héliosphère se contractera et l'espace interstellaire se rapprochera de la Terre, ce qui fera que le rayonnement de l'espace lointain atteindra notre planète avec une plus grande intensité. Parmi les conséquences positives de la diminution de l'activité solaire, on peut noter la réduction des orages magnétiques, que de nombreux habitants de notre planète endurent difficilement.

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