Calcul de circuits sur amplificateurs opérationnels à transimpédance. Schéma, description

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Calcul de circuits sur amplificateurs opérationnels à transimpédance. Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique

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L'article présente des calculs analytiques de circuits avec des amplificateurs opérationnels TOC. Dans ce cas, les méthodes les plus modernes ont été utilisées en utilisant OrCAD et Maple.

introduction

Le principal avantage des amplificateurs à contre-réaction de courant est leur large bande passante de fonctionnement. Tous les autres amplificateurs utilisent un retour de tension. le gain avec contre-réaction pour lequel commence à chuter même à des fréquences très basses (souvent à partir de 10 Hz) avec un taux de décroissance de 20 dB par décade. Ce comportement conduit à de grandes erreurs à hautes fréquences. Les amplificateurs à contre-réaction de tension sont obligés de fonctionner dans le domaine fréquentiel, où leur gain chute à mesure que le gain du système d'exploitation avec un système d'exploitation en boucle ouverte ; commence à chuter dans les basses fréquences. Les amplificateurs à rétroaction de courant n'ont pas cette limitation, ils fournissent donc le moins de distorsion. Le taux de décroissance du gain est approximativement le même pour les deux types d'amplificateurs. Le modèle représenté sur la fig. 2 montre le fait que les amplificateurs à contre-réaction de courant utilisent la transimpédance au lieu du gain. Le courant d'entrée est "mappé" sur l'étage de sortie et tamponné par celui-ci. Cette configuration fournit la bande passante maximale parmi les circuits intégrés utilisant la même technologie de processus. Habituellement, les amplificateurs avec OS mais le courant sont construits sur la base de transistors bipolaires, car. leur portée typique - communications à haut débit, vidéo, etc., en règle générale, ne nécessite pas d'impédances d'entrée élevées et une plage de tension de sortie égale à la tension d'alimentation (rail à rail).

A noter que l'entrée inverseuse est couplée à l'étage de sortie du buffer, elle a donc une impédance très FAIBLE, d'un ordre de grandeur égal à celle de l'émetteur suiveur. L'entrée non inverseuse est une entrée tampon, elle a donc une impédance élevée. Pour un amplificateur à rétroaction de tension, les entrées sont alimentées aux jonctions base-émetteur d'un inverseur de phase (un étage différentiel alimenté par une source de courant). L'adaptation précise des transistors dans l'étage différentiel minimise les courants d'entrée et les tensions de polarisation, et à cet égard, un amplificateur à rétroaction de tension présente un grand avantage. Faire correspondre les circuits tampons d'ENTRÉE et de SORTIE est une tâche ardue, de sorte que les amplificateurs de rétroaction de courant ne sont pas précis. Leur objectif principal est les circuits à grande vitesse, si pour les amplificateurs à rétroaction de tension la limite est d'environ 400 MHz, les amplificateurs couplés en courant ont une bande passante de fonctionnement pouvant atteindre plusieurs gigahertz. Une plage de fonctionnement typique pour un TOC d'ampli op est d'environ 25 MHz à plusieurs GHz. Cependant, lors de l'utilisation de tels amplificateurs, une caractéristique importante doit être gardée à l'esprit. Lors de la conception de circuits haute fréquence, de nombreux concepteurs s'appuient sur la réduction de gain avec l'augmentation de la fréquence comme facteur de stabilité, estimant à juste titre qu'un circuit avec un gain inférieur à l'unité par défaut est stable. Mais cela n'est vrai que pour les amplificateurs avec retour de tension. Les amplis op à retour de courant conservent leur gain lorsque la fréquence augmente. Par conséquent, les circuits développés sur la base d'amplificateurs avec retour de tension et fonctionnant de manière stable avec eux deviennent souvent instables lors du passage à des amplificateurs avec retour de courant. De plus, la résistance d'entrée et de rétroaction d'un amplificateur à rétroaction de courant est sensible aux rayures et à la capacité, faites donc très attention à la disposition de la carte.

1. Transimpédance TOS OU

Trouvons la transimpédance de l'ampli-op TOS avec rétroaction ouverte sur l'entrée inverseuse. Pour ce faire, nous utilisons le schéma de mesure (Fig. 1). Nous utiliserons le circuit équivalent idéalisé unipolaire le plus simple (Fig. 2) comme modèle de l'OS TOS.
Riz. 1. Schéma de mesure de la transimpédance

Calcul des circuits sur les amplificateurs opérationnels à transimpédance

redémarrer : avec(MSpice) : Périphériques :=[O,[TOP,AC1,2]] : Chiffres :=3 :

ESolve(Q,`01-1_OP_TOC_Z/op-PSpiceFiles/SCHEMATIC1/SCHEMATIC1.net`);

Calcul des circuits sur les amplificateurs opérationnels à transimpédance

Modèle d'ampli op à transimpédance AC1

Système de Kirchhoff-Laplace

-JVF1U1-Vt1/Rt-Vt1*s*Ct

VINN = Vréf

Courants d'entrée des sources contrôlées

JVF1U1 = I1

Решения

{VINN, Vt1}

MSpice v8.35 : pspicelib.narod.ru
Nœuds donnés : {VINP} Sources : [Vref, VF1U1, I1]
Décisions V_NET : [VOUT, VINN, Vp1, Vt1]
J_NET : [J1, JVF1U1, JRt, JCt, JFt, JVref]
Zt:=VOUT/I1, print(`On AC,`);

Zto:=Limit('Zt',s=0)=limit(Zt,s=0), print(`Sur courant continu on obtient,`);

Sur courant alternatif

Zt := -Rt/(1+s*Ct*Rt)

En courant continu, on obtient

Zto := Limite(Zt,s = 0) = -Rt

Pour les dénominations indiquées sur le schéma, on obtient.

Valeurs(DC,RLCVI,[]) : Zt:=evelf(Zt); `Zt[f=0]`:=evalf(rhs(Zto)); #VOUT:=evalf(VOUT);

HSF([Zt],f=1..1e10,"3) semi[Zt] de l'ampli-op TOC à transimpédance );

Saisie des cotes des composants :
Rt := .10e8,10MEG"
Ct := 1/2/Pi/Pi
Pi := .10e11,10G"
Source CC : CC : Vref :=0
Source CC : CC : I1 :=10
E1_U1 := VINP
Source CC : CC : VF1U1 :=0
F1_U1 := JVF1U1
E2_U1 := Vt1

Zt := -.10e8/(1.+.159e-3*s)

Zt[f=0]` := -.10e8

Calcul des circuits sur les amplificateurs opérationnels à transimpédance

2. Coefficient de transfert d'un amplificateur non inverseur sur TOC OU

Un amplificateur non inverseur vous permet d'avoir une grande impédance d'entrée, ce qui vous permet d'avoir une bonne correspondance avec la source du signal.
Riz. 4. Schéma d'un amplificateur non inverseur basé sur TOC OU

Calcul des circuits sur les amplificateurs opérationnels à transimpédance

redémarrer : avec (MSpice) : Périphériques :=[E,[TOP,AC2,5]] :

ESolve(Q,`OP-1_TOC_NoInvAmp/op-PSpiceFiles/SCHEMATIC1/SCHEMATIC1.net`);

Calcul des circuits sur les amplificateurs opérationnels à transimpédance

Modèle d'ampli op à transimpédance AC2

Système de Kirchhoff-Laplace

-Vt1/Rt-Vt1*s*Ct+(VINP-VINN)/Rn

(Vt1-VINN)/R2+(VINP-VINN)/Rn-VINN/R1

Решения

{Vt1, VIN}

MSpice v8.35 : pspicelib.narod.ru
Nœuds donnés : {VINP} Sources : [Vinp]
Décisions V_NET : [Vp1, Vt1, VOUT, VINN]
J_NET : [JR2, JR1, JRn, JRt, JRo, JCt, JFt, JVinp]

Le gain dépendant de la fréquence ressemble à ceci.

H:=collect((VOUT/Vinp),s);

H := Rt*(R1+R2)/((R2*R1*Ct*Rt+Rn*R2*Ct*Rt+Rn*R1*Ct*Rt)*s+Rn*R1+R2*R1+Rt*R1+R2*Rn)

Le gain indépendant de la fréquence ressemble à ceci.

K:=limite(H,Ct=0);

K := Rt*(R1+R2)/(Rn*R1+R2*R1+Rt*R1+R2*Rn)

Ils essaient de réduire Ri de toutes les manières possibles, l'assimilent à n et obtiennent

K:=limite(K,Ri=0);

K := Rt*(R1+R2)/(Rn*R1+R2*R1+Rt*R1+R2*Rn)

Ils essaient d'augmenter Rz de toutes les manières possibles, allons à l'infini et obtenons

K:=limite(K,Rt=infini);

K := (R1+R2)/R1

Valeurs (DC,PRN,[]) :

HSF([H],f=1..1e10,"6) semiAFC d'un amplificateur non inverseur basé sur TOC OU");

Calcul des circuits sur les amplificateurs opérationnels à transimpédance

3. Réglage de la bande passante avec un condensateur dans le circuit OS

Lors de l'utilisation de TOS OU, il est nécessaire de prendre en compte ses fonctionnalités. Si dans un amplificateur opérationnel conventionnel avec NOS OS, lorsqu'un condensateur est connecté, un pôle supplémentaire de la caractéristique apparaît, alors dans un amplificateur avec TOC (Fig. 7), un zéro et un pôle supplémentaires apparaissent (Fig. 8).
Riz. 7. Schéma d'un amplificateur non inverseur basé sur TOC OU

Calcul des circuits sur les amplificateurs opérationnels à transimpédance

redémarrer : avec (MSpice): Appareils :=[O,[TOP,AC2,8]] :

ESolve(Q,`OP-1_TOC_NoInvAmp_СF/op-PSpiceFiles/SCHEMATIC1/SCHEMATIC1.net`);

Calcul des circuits sur les amplificateurs opérationnels à transimpédance

Modèle d'ampli op à transimpédance AC2

Système de Kirchhoff-Laplace

-Vt1/Rt-Vt1*s*Ct+(VINP-VINN)/Rn

(Vt1-VINN)*s*CF+(Vt1-VINN)/RF+(VINP-VINN)/Rn-VINN/Rg

Решения

{VINN, Vt1}

MSpice v8.35 : pspicelib.narod.ru
Nœuds donnés : {VINP} Sources : [Vinp]
Décisions V_NET : [VOUT, VINN, Vp1, Vt1]
J_NET : [JCF, JRF, JRg, JRn, JRt, JRo, JCt, JFt, JVinp]

Le gain dépendant de la fréquence ressemble à ceci.

H:=collect((VOUT/Vinp),s);

H := Rt*(s*CF*RF*Rg+Rg+RF)/(Rn*s^2*CF*RF*Rg*Ct*Rt+(Rn*Rg*Ct*Rt+Rt*CF*RF* Rg+Rn*RF*Ct*Rt+RF*Rg*Ct*Rt+CF*RF*Rn*Rg)*s+Rt*Rg+Rn*Rg+RF*Rg+RF*Rn)

Les zéros et les pôles de cette fonction sont déterminés par les expressions suivantes

PôleZéro(H,f);

------------- Zéros ------------

F_Zéro[1] = 1/2*I*(Rg+RF)/CF/RF/Rg/Pi

----------- Poteaux -----------

F_Pole[1] = 1/4*I*(Rn*Rg*Ct*Rt+Rt*CF*RF*Rg+Rn*RF*Ct*Rt+RF*Rg*Ct*Rt+CF*RF*Rn*Rg-(-2*Rn*Rg^2*Ct*Rt^2*CF*RF+2*Rn^2*Rg*Ct^2*Rt^2*RF+2*Rn*Rg^2*Ct^2*Rt^2*RF-2*Rn^2*Rg^2*Ct*Rt*CF*RF+2*Rt^2*CF*RF^2*Rg*Rn*Ct+2*...

F_Pole[2] = 1/4*I*(Rn*Rg*Ct*Rt+Rt*CF*RF*Rg+Rn*RF*Ct*Rt+RF*Rg*Ct*Rt+CF*RF*Rn*Rg+(-2*Rn*Rg^2*Ct*Rt^2*CF*RF+2*Rn^2*Rg*Ct^2*Rt^2*RF+2*Rn*Rg^2*Ct^2*Rt^2*RF-2*Rn^2*Rg^2*Ct*Rt*CF*RF+2*Rt^2*CF*RF^2*Rg*Rn*Ct+2*...

Ils essaient de réduire Ct à zéro et ils essaient d'augmenter Rt de toutes les manières possibles.

Laissons Ct aller à zéro et Rt à l'infini, et nous obtenons

H_ideal:=limit(subs(Ct=0,H),Rt=infinity);

H_idéal := (s*CF*RF*Rg+Rg+RF)/Rg/(s*CF*RF+1)

Le gain indépendant de la fréquence ressemble à ceci.

K:=limite(H,s=0);

K := Rt*(Rg+RF)/(Rt*Rg+Rn*Rg+RF*Rg+Rn*RF)

Rt est essayé de toutes les manières possibles pour le réduire, l'assimiler à l'infini et obtenir

K_ideal:=limite(K,Rt=infini);

K_idéal := (Rg+RF)/Rg

Valeurs(DC,RLVCI,[]) :

Saisie des cotes des composants :
CF := .1000e-8,1000p"
RF := .1e4,1K"
Rg := .1e4,1K"
Rn := 25,25"
Rt := .10e8,10MEG"
Ro := 75,75"
Ct := 1/2/Pi/Pi
Pi := .10e11,10G"
Source CC : CC : Vinp :=0
E1_U1 := VINP
H1_U1 := (Vp1-VINN)/Rn
E2_U1 := Vt1
HSF([H,H_ideal],f=1..1e7,"9) semi[H,H_ideal] d'un ampli op TOC non inverseur");

Calcul des circuits sur les amplificateurs opérationnels à transimpédance

4. Filtre passe-bande 1 MHz avec ampli op TOC

Auparavant, il était considéré comme non économique de mettre en œuvre des filtres actifs à des fréquences supérieures à 1 MHz.

Actuellement, le problème est résolu de front, en utilisant l'UO TOS.

L'application du modèle (Fig. 11) permet d'obtenir une estimation haute des indicateurs de non-idéalité du CO,

sous lequel il est possible de mettre en œuvre le filtre requis.
Riz. 10. Schéma d'un amplificateur non inverseur basé sur TOC OU

Calcul des circuits sur les amplificateurs opérationnels à transimpédance

redémarrer : avec (MSpice) : Périphériques :=[O,[TOP,AC4,11]] :

ESolve(Q,`04-1_TOC_Filter/op-PSpiceFiles/SCHEMATIC1/SCHEMATIC1.net`);

Calcul des circuits sur les amplificateurs opérationnels à transimpédance

Modèle d'ampli op à transimpédance AC4

Système de Kirchhoff-Laplace

(VOUT-V4)/RF+(V2-V4)/Rn-V4/Rg

-VOUT/Ro-Vt1/Ro-VOUT*s*Co-(VOUT-V4)/RF-(VOUT-V1)/R3

-V2/R2-V2/Rd-V2*s*Cd-(V2-V1)*s*C2

(V2-V1)*s*C2+(VOUT-V1)/R3-(V1-Vinp)/R1-V1*s*C1

-Vt1/Rt-(V2-V4)/Rn-Vt1*s*Ct

Решения

{VOUT, V1, V2, V4, Vt1}

MSpice v8.35 : pspicelib.narod.ru
Nœuds donnés : {VINP} Sources : [Vinp]
Solutions V_NET : [VOUT, V1, V2, V4, Vp1, Vt1]
J_NET : [JVinp, JRF, JR1, JC2, JRg, JR2, JC1, JRd, JRn, JRt, JRo, JCt, JFt, JCo, JCd, JR3]

Si les conditions pour ifilter sont remplies

R1 :=Rg : R2 :=Rg : R3 :=Rg : C1 :=C2 :

Ensuite, le gain dépendant de la fréquence ressemblera à ceci.

H:=simplifier(VOUT/Vinp,'taille');

H := (s*C2*Rd*(Ro*Ct*Rt*s+Ro+Rt)*Rg^3+(Rd*Ro*Ct*Rt*(C2+Cd)*(Rn+RF)*s^2+(((C2+Cd)*(Rn+RF)*Ro+C2*Rt*RF)*Rd+Ro*Ct*Rt*(Rn+RF))*s+Ro*(Rn+RF))*Rg^2+Ro*(RF*Rn*Rd*(C2+Cd)*s+(Rn+RF)*Rd+RF*Rn)*(Ct*Rt*s+1)*Rg+RF*...

Fréquence centrale et graphique de réponse en fréquence (Fig. 12).

Valeurs(AC,RLCVI,[]) : H:=evelf(H,2);

HSF([H],f=1e5..1e7,"12) semiAFC$200 d'un amplificateur non inverseur basé sur un ampli-op TOS" );

Saisie des cotes des composants :
R1 := 300,300"
C2 := .750e-9,750p"
RF := .1e4,1K"
R3 := 300,300"
Rg := 300,300"
R2 := 300,300"
C1 := .750e-9,750p"
Rd := .1e7,1MEG"
Rn := 25,25"
Rt := .10e8,10MEG"
Ro := 75,75"
Ct := 1/2/Pi/Pi
Pi := .10e11,10G"
Co := .5e-11,5p"
CD := .3e-11,3p"
Source CA : CC : Vinp :=0 CA : Vinp :=1 Pfase(degrés) :=0
E1_U1 :=V2
H1_U1 := (Vp1-V4)/Rn
H2_U1 := Vt1/Ro

H := (.20e5*s*(.12e-1*s+.10e8)+.80e3*s^2+.68e12*s+.19e13+.22e5*(19.*s+.10e10)*(.16e-3*s+1.))/(12.*s*(1.+.38e-3*s)*(.61e-10*s^2+.17*s+.10e8)+.24e-13*s^4+.26e-3*s^3+.18e5*s^2-.6e11*s+.18e19+.30e3*(.42e4*...

Calcul des circuits sur les amplificateurs opérationnels à transimpédance

littérature

Pétrakov. O. M. Calculs analytiques en électronique Magazine SCHEMOTEHNIKA, n° 7, 2006.
Dyakonov V.P. Maple-9 en mathématiques, physique, éducation. M. : SOLON-Presse, 2004.
V. D. RAZEVIG Système de conception OrCAD 9.2. SOLON. Moscou 2001
Razevig V. D. Modélisation de circuits à l'aide de Micro-Cap 7. - M. : Hot line-Telecom, 2003.
Modélisation comportementale dans PSPICE. Circuiterie n ° 3, n ° 4, pour 2003
Petrakov OM Création de modèles PSPICE analogiques de radioéléments. RADIOSOFT", 2004
pspice.narod.ru CAO électronique. La modélisation. Circuiterie.
Razevig VD Simulation d'appareils électroniques analogiques sur des ordinateurs personnels. Maison d'édition MPEI, 1993
Heineman R. PSpice simulation de circuits électroniques. Presse DMK, 2002

Publication : cxem.net

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