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ENCYCLOPÉDIE DE LA RADIOÉLECTRONIQUE ET DU GÉNIE ÉLECTRIQUE VCO à bande étroite à deux canaux pour ajuster la réponse en fréquence des filtres à quartz. Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique
Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique / Concepteur radioamateur Lors de la vérification et de l'établissement de chemins IF avec des filtres à quartz ou des filtres à quartz individuels, la plupart des radioamateurs ont un problème pour obtenir le signal de test. Il n'est pas toujours possible de mesurer des paramètres indirectement à l'aide de mélangeurs récepteurs. Pas tous disponibles et relativement peu coûteux, les oscillateurs de mesure multifonctionnels couvrent la gamme de fréquences de 30 ... 90 MHz, ou la stabilité des générateurs HF conventionnels (avec la fonction GKCh) ne vous permettra pas de mesurer et d'ajuster avec précision les caractéristiques des filtres à quartz . Et le plus souvent, un tel équipement n'est tout simplement pas disponible, et il est déraisonnable d'acheter un générateur coûteux uniquement pour ces travaux. Cet article décrit un oscillateur commandé en tension (VCO) à deux canaux avec une petite plage d'accord (quelques dizaines de kilohertz), une fréquence centrale de 2 ... 90 MHz, une impédance de sortie de 50 Ω et un signal de sortie avec une oscillation de 100...300 mV. L'appareil est conçu pour fonctionner dans le cadre d'un compteur de réponse en fréquence au lieu d'un GKCH, et peut également fonctionner avec un autre générateur de signaux en dents de scie. Afin d'obtenir un fonctionnement stable du VCO, des résonateurs céramiques peu coûteux et abordables pour des fréquences de 2 ... 12 MHz et une multiplication de fréquence supplémentaire ont été utilisés comme éléments de réglage de fréquence. Bien sûr, la base d'éléments modernes permettrait de résoudre le même problème sur des générateurs DDS ou des générateurs avec une PLL (avec un microcontrôleur et un logiciel approprié), mais alors la complexité d'un tel dispositif dépasserait la complexité de l'équipement testé. Le but était donc de créer un générateur simple à partir des éléments disponibles et non de fabriquer des inducteurs, et aussi de régler le dispositif à l'aide d'instruments de mesure simples. L'appareil est divisé en unités fonctionnelles distinctes qui peuvent être montées ou non, selon les besoins du propriétaire. Par exemple, si vous avez un générateur DDS multifonctionnel, vous ne pouvez pas assembler de générateurs et atteindre la fréquence finale avec uniquement des multiplicateurs de fréquence et le filtre principal. Pour éviter un fonctionnement instable, je recommande d'utiliser uniquement des microcircuits CMOS de la série 74ACxx dans la partie haute fréquence. La carte de l'appareil (Fig. 1) aux dimensions de 100x160 mm est conçue de manière à pouvoir être réalisée d'un seul côté (le côté supérieur, sur lequel tous les éléments sont placés, à l'exception des cavaliers) ou des deux côtés , si vous prévoyez d'utiliser l'appareil à des fréquences supérieures à 25 MHz. La numérotation des éléments sur le schéma de circuit et la carte commence par le numéro attribué au nœud dans lequel ils sont inclus. Sur la fig. 2 montre l'installation d'éléments sur une version simple face de la carte. Dans ce cas, les broches du microcircuit dans le boîtier DIP sont soudées du côté des conducteurs imprimés, ce qui nécessite une attention particulière.
Les résonateurs en céramique ont une bonne stabilité de fréquence à court terme, ce qui permet d'utiliser leur signal pour mettre en place des filtres à quartz et mesurer de manière fiable leurs fortes pentes. L'intervalle d'interrésonance de tels résonateurs est d'un ordre de grandeur supérieur à celui des résonateurs à quartz. Ils peuvent être tirés en fréquence de +0,3 ... -2% de la valeur nominale sans aucun problème. En tableau. 1 montre les principaux paramètres des résonateurs piézocéramiques achetés en 2015 en Russie, et leur plage d'accord de fréquence pour le cas de la construction d'un générateur sur les éléments logiques du microcircuit 74AC86. Tableau 1
1) P - résonateurs de la série ZTA, PC - résonateurs de la série ZTT (avec condensateurs intégrés), D - discriminateur (pour une utilisation dans les détecteurs FM). 2) Avec deux condensateurs de 280pF. 3) Avec deux condensateurs de 20pF. Les résonateurs céramiques pour des fréquences plus élevées (plus de 13 MHz) sont évidemment fabriqués selon une technologie différente, et leur plage d'accord en fréquence est très réduite. Les résonateurs de la série ZTT ont des condensateurs intégrés, et il est donc beaucoup plus difficile de les régler en fréquence, et il n'est pas toujours possible d'obtenir la fréquence nominale. En tableau. Le tableau 2 montre les fréquences IF les plus courantes dans divers récepteurs radio (RPU) et émetteurs-récepteurs, ainsi que les options pour générer ces fréquences à l'aide de résonateurs en céramique. Une analyse des multiplicateurs ou divisions nécessaires révélera la nécessité d'appliquer la multiplication par deux pour augmenter le nombre d'options et assurer la qualité du signal. Tableau 2
Pour comprendre le fonctionnement des multiplicateurs de fréquence proposés, je présenterai brièvement les paramètres importants des spectres des signaux de sortie des éléments logiques CMOS de la série 74AC. Ces éléments rapides fonctionnent à une tension d'alimentation de 2 ... 6 V, et sans charge capacitive, la durée minimale du front des impulsions de sortie est de 1 ns, ce qui permet d'obtenir des composantes spectrales importantes jusqu'à une fréquence de 250 MHz. Dans le même temps, l'impédance de sortie des éléments est d'environ 25 ohms, ce qui facilite l'obtention d'une énergie significative à partir de composants harmoniques plus élevés. La caractéristique de transfert des éléments logiques de cette série est symétrique et l'étage de sortie a la même capacité de charge et la même vitesse de commutation pour le courant sortant et entrant. Ainsi, le signal de sortie des éléments logiques et des bascules de la série 74ACxx jusqu'à des fréquences de 30 MHz peut être considéré comme idéal, et toutes les lois mathématiques liées aux spectres des signaux pulsés peuvent être appliquées en pratique avec une grande précision. Signal rectangulaire avec la même durée d'impulsion tи et fait une pause tп le soi-disant méandre (rapport cyclique Q = T/tи \u2d XNUMX, où T est la période de répétition des impulsions T \uXNUMXd tи+tп, mais parfois le terme "facteur de remplissage" est utilisé, l'inverse du rapport cyclique K \u1d XNUMX / Q), contient dans le spectre, sauf pour la première harmonique (F1 = 1/T - fréquence fondamentale), et les harmoniques impairs (2n+ 1)F1, où n = 1, 2, 3.... En pratique, la suppression des harmoniques paires peut atteindre 40 dB sans recours à des mesures particulières, et pour obtenir une suppression jusqu'à 60 dB, il faudra assurer longtemps stabilité à terme des paramètres des éléments à l'aide de CNF et avec un ajustement minutieux supplémentaire. L'expérience a montré que les diviseurs de fréquence par deux (bascules D et bascules JK de la série 74ACxx, ainsi que le diviseur de fréquence 74AC4040) à des fréquences jusqu'à 4 MHz permettent une telle suppression jusqu'à 60 dB. À une fréquence de sortie de 30 MHz, il diminue à 30 dB et à des fréquences supérieures à 100 MHz, il n'y a pas de suppression prononcée des harmoniques paires. Par conséquent, l'onde carrée est d'une importance particulière dans les multiplicateurs de fréquence en raison de la pureté relative du spectre, ce qui simplifie les filtres ultérieurs. Pour cette raison, le dispositif proposé prévoit des éléments de réglage de la symétrie du signal. Les caractéristiques de sortie presque idéales des éléments de la série 74ACxx permettent, sans l'utilisation d'un analyseur de spectre, à l'aide d'éléments de réglage, d'obtenir la forme de signal souhaitée en mesurant la tension continue moyenne à la sortie. La suppression des harmoniques paires jusqu'à 40 ... 50 dB à des fréquences jusqu'à 20 MHz est obtenue sans problème. La mesure du rapport cyclique (duty cycle) du signal de sortie peut être effectuée à l'aide d'un multimètre numérique en mode de mesure de tension continue (Rdans ≥ 10 MΩ), sans changer la limite de mesure (Fig. 3). Tout d'abord, le multimètre est calibré, pour cela il est connecté via une résistance d'une résistance de 33 ... 100 kOhm aux lignes électriques (directement aux bornes correspondantes du microcircuit). Étant donné que la résistance d'entrée du multimètre est de 10 MΩ, ses lectures (Uк) sera de 0,3 ... 1 % inférieure à la tension d'alimentation. La résistance, avec toutes les capacités des fils et l'entrée du multimètre, forme un filtre passe-bas pour un signal haute fréquence. S'il y a un signal d'impulsion avec Q = 2 à la sortie de l'élément logique, le multimètre affichera UO = 0,5Uк. Sur la fig. La figure 4 représente le spectre du signal en sortie du générateur à microcircuit 74AC86 sans mesures d'équilibrage particulières, la suppression de la deuxième harmonique par rapport à la première est d'environ 36 dB. Ce n'est pas très bon pour travailler avec des multiplicateurs de fréquence.
Si vous brisez la symétrie du signal de sortie, vous pouvez obtenir la suppression d'autres composants spectraux. Par exemple, à Q = 3 (Fig. 5), les harmoniques multiples de trois sont supprimées dans le signal de sortie (Fig. 6). L'établissement d'un tel mode s'effectue également à l'aide d'un multimètre, seulement il faut obtenir la tension moyenne UO = 0,333Uк (ou 0,666Uк). Cette option est particulièrement intéressante si vous avez besoin d'obtenir une multiplication par deux ou quatre. Aux harmoniques plus élevées, les coûts de filtrage rendent déjà cette option difficile à mettre en œuvre.
Ainsi, l'onde carrée est idéale pour obtenir les harmoniques impairs du signal, jusqu'à la septième. Les plus élevés sont déjà fortement atténués et leur extraction nécessiterait des filtres et des amplificateurs complexes. Les deuxième et quatrième harmoniques sont mieux obtenues avec un rapport cyclique du signal de sortie Q = 3. Si toutes les harmoniques proches sont nécessaires dans le spectre, Q = 2,41 (K = 41,5 %) doit être ajusté. Voici une remarque importante. Il arrive parfois que des interférences provenant de l'oscillateur local PLL ou du microcontrôleur "errent" dans le récepteur. Une sélection habile du rapport cyclique du signal d'horloge peut supprimer certaines des harmoniques perturbatrices. Mais en général, le bruit de fond global des harmoniques du signal d'horloge peut être réduit si son rapport cyclique est réglé sur exactement Q = 2 par défaut. Le dispositif proposé utilise principalement des éléments CMOS logiques fonctionnant en mode linéaire. Pour cela, le mode onduleur est utilisé (si l'élément est à deux entrées, la deuxième entrée est connectée à un fil commun ou à une ligne d'alimentation) et une rétroaction CC est introduite (Fig. 7) pour maintenir le point de fonctionnement au milieu de la caractéristique de transfert. La résistance R3 fournit OOS et, à l'aide des résistances R1 et R2, vous pouvez déplacer la position du point de fonctionnement sur la caractéristique de transfert. Ce schéma permet également d'équilibrer les éléments logiques de la série 74xCTxx, qui ont un seuil de commutation d'environ 1,2 V (à une tension d'alimentation de 3,3 V). Le critère de réglage correct est l'établissement de la tension de sortie à 50 % de l'alimentation. La résistance de la résistance R2 est choisie aussi grande que possible afin qu'elle ait moins d'effet sur les circuits de signal d'entrée.
La pente de la caractéristique de transfert correspond à un gain de tension de 30...40dB. Par conséquent, un signal d'entrée avec une tension de plusieurs dizaines de millivolts entraîne déjà une modification de la sortie de zéro à un maximum. Pour réduire le bruit lors du passage d'un état à un autre, une certaine vitesse de balayage du signal doit être fournie à l'entrée (pour la série 74ACxx - environ 125 mV/ns). Dans ce cas, il existe une fréquence limite inférieure à laquelle aucun bruit parasite ou auto-excitation ne se produit lors du passage dans la section active de la caractéristique. Si un circuit LC parallèle est activé à l'entrée de la porte, des signaux d'entrée de fréquence inférieure sont autorisés sans générer de bruit. Avec une tension d'alimentation de 3,3 V à une fréquence de 3 MHz, l'oscillation de tension minimale est de 0,5 ... 1 V. Pour fonctionner à des fréquences plus basses, des éléments logiques de la série 74HCxx, MM74Cxx, 40xx doivent être utilisés. Sur la base de l'élément OU EXCLUSIF (IC 74AC86), vous pouvez facilement créer un multiplicateur de fréquence par deux, si le signal est appliqué directement à une entrée, à l'autre entrée via la ligne à retard basée sur le circuit RC (Fig. 8). Si la constante de temps du circuit RC (τ) est nettement inférieure à la période de répétition des impulsions T, nous obtiendrons de courtes impulsions en sortie à chaque chute de la tension d'entrée, c'est-à-dire que le nombre d'impulsions (et donc leur fréquence) a doublé. Avec une augmentation du retard (constante de temps du circuit RC) sur le condensateur C1, le signal devient triangulaire et son amplitude diminue, de sorte que la précision de commutation diminue et la qualité du signal se détériore - les fronts "flottent" avec du bruit. Un tel multiplicateur fonctionne de manière stable à τ < 0,2T. Il est très important pour lui que t1 = t2. Dans ce cas, le signal d'entrée est un méandre (Q = 2), puis le signal avec la fréquence d'entrée sera supprimé à la sortie du multiplicateur (jusqu'à 40 dB).
Un spectre encore plus pur du signal de sortie sera dans le cas de Q = 3 (Fig. 9). Dans ce cas, le multiplicateur "donnera" des harmoniques aux fréquences 2F à la sortie1, 4f1, 8f1, 10f1, 14f1, 16f1 etc.). Seules les harmoniques à 2F ont une importance pratique.1 et 4F1, et la suppression des harmoniques de fréquences F1, 3f1, 5f1 et 6F1 aide. Avec ce réglage, la sortie doit être UO = 0,333Uк.
Si la tâche du VCO est de générer un signal pour établir un filtre à quartz, alors la question peut se poser, n'est-il pas suffisant d'appliquer un signal d'impulsion de la sortie de l'élément logique directement au filtre à quartz (via un atténuateur d'adaptation résistif ) ? Après tout, le filtre lui-même supprimera les autres harmoniques. Dans certains cas, cela est possible, mais le ravageur le plus important et le plus imprévisible est l'harmonique principal avec beaucoup de puissance. Il peut facilement "contourner" le filtre et provoquer beaucoup de signal de fond dans un détecteur à large bande. L'énergie des harmoniques restants au total est également importante et les conséquences sont les mêmes. De plus, de nombreux filtres à cristaux haute fréquence fonctionnent aux harmoniques (principalement au troisième) et ont en même temps des canaux de transmission parasites proches de la fréquence fondamentale, à travers lesquels le signal de test peut pénétrer et provoquer une distorsion de la réponse en fréquence sur l'écran, qui n'est pas vraiment là. Par conséquent, je recommande de ne pas abandonner le filtre à la sortie du multiplicateur de fréquence - c'est l'un des éléments les plus importants qui déterminera finalement la qualité du travail sur le RPU. Pour un exemple sur la fig. La figure 10 montre le spectre du signal (voir figure 4) après son passage à travers un filtre LC à deux boucles. La septième harmonique (55846 kHz) reste à la sortie, la cinquième est supprimée de 30 dB et la principale est de plus de 42 dB, elles interféreront donc peu avec des mesures de haute qualité.
Le schéma fonctionnel du générateur de mesure est illustré à la fig. 11. Le circuit fournit deux générateurs (G1, G2) de même conception pour étendre les fonctionnalités de l'appareil. Après eux, une multiplication de fréquence intermédiaire se produit dans le multiplicateur de fréquence U1 ou le multiplicateur de fréquence U2. Le facteur de multiplication est un, deux, trois ou quatre. De plus, dans le multiplicateur-diviseur U1, la fréquence du signal peut être divisée par deux ou quatre avant multiplication. Dans le mélangeur à la sortie de l'élément DD1 et après le filtre passe-bas Z3 (fréquence de coupure - 100 kHz), un signal est généré à une fréquence de F = | n1Fgong1 - m2Fgong2|. Le mélangeur fonctionne également sur les harmoniques.
Les éléments DD2, DD3, Z1 et Z2 travaillent dans le modulateur, ils forment le rapport cyclique nécessaire du signal pour la dernière étape de multiplication. Avec un rapport cyclique Q = 2, les éléments Z1 et Z2 ne sont pas nécessaires. DD4 et DD5 fonctionnent comme des amplificateurs tampons, en plus, ils peuvent être modulés par impulsions. Le générateur G3 génère des impulsions courtes pour simuler le bruit impulsionnel, il est activé par un niveau élevé du signal SPON. Si sa fréquence est réduite de 100 ... 1000 fois (en augmentant la capacité des condensateurs correspondants), il est possible d'ajuster la dynamique de l'AGC ou du suppresseur de bruit dans le RPU. À l'aide des filtres Z4 et Z5, l'harmonique souhaitée est sélectionnée et les amplificateurs A2 et A3 donnent aux signaux le niveau requis. Un signal combiné peut être généré à la sortie GEN-3 à l'aide des cavaliers S1 et S2. L'unité d'alimentation (PSU) fournit 3,3 V aux nœuds de l'appareil, et il existe également une sortie de tension de +3,9 V pour alimenter les équipements de faible puissance testés (récepteurs radio TECSUN, DEGEN, etc.) La tension de +5 V de l'USB peut être alimenté à l'entrée d'alimentation - port ou chargeur d'un téléphone portable, ainsi qu'à partir d'une alimentation secteur non stabilisée avec une tension de sortie de 5 ... 15 V. Le courant consommé par l'appareil dépend de la fréquence des générateurs et ne dépasse pas 70 mA dans l'ensemble complet. oscillateurs maîtres Le circuit VCO pour la variante avec des fréquences de sortie de 55845 et 34785 kHz est illustré à la fig. 12. Contrairement au simple circuit "informatique" bien connu d'un oscillateur à quartz basé sur des éléments logiques, les ensembles varicap VD100, VD101 (VD200, VD201) sont utilisés ici pour l'accord de fréquence. Dans chaque montage pour le signal RF, les varicaps sont connectées en série. Cela vous permet de réduire la tension du signal sur chacun d'eux et d'appliquer une tension de commande relativement faible.
Le choix des varicaps dépend du mode de fonctionnement du résonateur. Si l'oscillateur maître (MG) doit fonctionner à une fréquence (Fzg), qui est supérieure ou proche de la fréquence nominale du résonateur, les varicaps avec une capacité maximale jusqu'à 40 pF (KV111, BB304) conviennent. Si vous envisagez de reconstruire la fréquence de plusieurs dizaines de kilohertz en dessous de la valeur nominale, la carte prévoit des emplacements pour installer des ensembles supplémentaires du même type. Et si la fréquence est déjà inférieure de 100 kHz à la fréquence nominale, des varicaps seront nécessaires, dans lesquelles, à une tension de 2 V, la capacité est d'environ 150 pF (BB212). À l'aide des condensateurs d'accord C102, C107 (C202, C207), vous pouvez décaler la plage de balayage de fréquence en fonction du signal de commande à l'entrée "SCAN-1" ("SCAN-2"). Une tension de commande de 1 ... 2 V peut être appliquée à l'entrée de commande de fréquence "SCAN-0" ("SCAN-15"). Dans ce cas, la tension sur les varicaps variera de 1,65 à 9,15 V, et la caractéristique de modulation du VCO présente une linéarité satisfaisante. Pour activer (allumer) le générateur, vous devez installer le cavalier S100 "EN1" (S200 "EN2"). La résistance ajustable R106 (R206) sert à équilibrer le signal de sortie - pour obtenir un méandre. Sur l'élément DD100.3 (DD200.3), vous pouvez monter un étage tampon ou un multiplicateur de fréquence par deux. Dans le premier cas, il suffit de ne pas installer la résistance R111 (R211). Deuxièmement, une sélection du condensateur C109 (C209) sera nécessaire pour obtenir le meilleur signal de qualité à une fréquence spécifique. La valeur de capacité de ce condensateur indiquée dans le diagramme convient à la multiplication de 3 à 6 MHz et peut être modifiée proportionnellement pour d'autres fréquences de sortie de 2 à 16 MHz. Le condensateur ajustable C108 (C208) définit la pureté maximale du spectre du signal de sortie (cycle de service optimal Q = 3). Dans le premier ZG, les diviseurs de fréquence sont assemblés sur les déclencheurs DD101.1 et DD101.2, et à l'aide des commutateurs S100.1 - S100.4 à la sortie (XT100), vous pouvez définir un signal avec des fréquences de 0,25Fzg, 0,5fzg, Fzg, et 2Fzg. S'il n'est pas nécessaire de changer la fréquence, au lieu des commutateurs, vous devez installer le cavalier requis et ne pas installer la puce DD101. Le mode de multiplication large bande par deux est obtenu grâce au circuit RC R111, C108, C109 (R211, C208, C209). Pour isoler le signal à la fréquence requise, un circuit LC a été utilisé, composé des éléments L100, L101, C113 et C114 (L200, L201, C213 et C214). Pour mettre en évidence la deuxième harmonique, le rapport des inductances des bobines L101 et L100 (L201 et L200) doit être de 3: 1, pour mettre en évidence la quatrième - 6: 1, et pour la troisième (Q \u2d 4) - environ 1 : 3. Pour les fréquences 5 ... 10 MHz, l'inductance totale doit être de 6 ... 20 μH, pour une fréquence de 2 MHz - environ 114 μH. Le circuit est accordé à la résonance à l'aide d'un condensateur ajustable C214 (C117). Il n'est pas souhaitable de déterminer la résonance en contrôlant l'amplitude du signal directement sur le circuit lui-même en raison de l'influence de l'appareil de mesure. Il est préférable de le faire si, à l'aide de la résistance R214 (R100.4), vous "cassez" légèrement le méandre en sortie de l'élément DD200.4 (DD2), puis à la résonance (c'est l'amplitude maximale de la sinusoïdale signal), le rapport cyclique du signal de sortie approche Q = 2, alors cette résistance définit la valeur exacte de Q = 101 à la sortie de XT201 (XTXNUMX). Lors du fonctionnement à la fréquence fondamentale, les éléments de ce circuit LC et des éléments d'équilibrage ne sont pas installés, et la sortie de l'élément DD100.3 (DD200.3) est directement connectée à l'entrée du DD100.4 (DD200.4) élément. Les résistances R106 et R206 définissent Q = 2 à la sortie de XT101 (XT201). Modulateur Les éléments DD301.1 et DD301.3 du modulateur sont configurés en fonction du facteur de multiplication de fréquence souhaité, ce qui nécessite un réglage précis de Q = 2 dans les étapes précédentes. Lors de la multiplication par un nombre impair de fois, il n'est pas nécessaire de régler les circuits de retard RC et le même signal est appliqué aux deux entrées (R307, R309, C302-C305 ne sont pas réglés). Pour multiplier par deux ou quatre, ces circuits fixent Q = 3 à la broche 11 de l'élément DD301.1 et à la broche 3 de l'élément DD301.3. Dans l'élément DD301.2 (DD301.4), une modulation d'impulsion est effectuée. De sa sortie à travers la résistance R400 (R500), le signal entre dans le filtre principal. Par conséquent, la carte directement avec cet élément prévoit l'installation de deux condensateurs de blocage. Sans eux, il y aura un effet notable sur les autres nœuds à travers les lignes électriques. La carte fournit des résistances R308, R310 et R311, connectées à un fil commun ou à une ligne d'alimentation, qui peuvent être utilisées si ces entrées sont signalées par une source externe. Un générateur d'impulsions est assemblé sur la puce DD300 pour générer un signal avec un rapport cyclique allant jusqu'à Q ≈ 1000. La fréquence du signal de modulation dans la plage de 0,1 ... 1 kHz est définie par la résistance R301. La durée d'impulsion (8 ... 80 μs) est réglée par la résistance R302. Ces paramètres sont optimaux pour la mise en place de systèmes de suppression de bruit. En réglant le cavalier "SPON", la modulation d'impulsions des signaux RF est activée. Pour la commodité de travailler avec l'oscilloscope, un signal "SYNC" d'une amplitude de 1 V est généré. Pour vérifier la réponse de l'AGC ou du silencieux dans le RPU, vous devez modifier les paramètres de synchronisation de modulation. Pour ce faire, les condensateurs C300 et C301 sont sélectionnés, leur capacité peut varier considérablement, il est permis d'utiliser des condensateurs à oxyde, en tenant compte de leur polarité (moins - à un fil commun). Filtre principal La composante spectrale la plus puissante se situe à la fréquence fondamentale du MO, et elle doit être éliminée tout d'abord à cause de sa puissance relativement élevée. Par conséquent, le filtre principal à double circuit sur les éléments L400-L403 et C402-C407 (L500-L503 et C502-C507) "commence" par l'inductance L400 (L500). Par rapport à l'option avec un condensateur, avec le même nombre d'éléments, vous pouvez obtenir un gain de suppression de la première harmonique de 10...16 dB. Une sélection du condensateur C404 (C504) établit une connexion entre les circuits non plus critique. Approximativement, sa capacité doit être 20 ... 30 fois supérieure à la capacité du condensateur de boucle Cк = C402 + C403 (C502 + C503). Cela garantit une suppression optimale des harmoniques parasites. Les valeurs nominales des éléments sont spécifiées pour la fréquence d'accord du filtre d'environ 35 (56) MHz. La réponse en fréquence de ces filtres est représentée sur la fig. 13 et fig. 14 respectivement. Vous pouvez modifier la fréquence d'accord du filtre, par exemple la réduire, en augmentant proportionnellement l'inductance des bobines et la capacité des condensateurs du filtre.
Pour la gamme de fréquences de 4 à 90 MHz, des selfs de la série EC-24 peuvent être utilisées. Le condensateur C407 (C507) est sélectionné pour obtenir une oscillation de tension basée sur le transistor - 30 ... 60 mV. Pour l'option de fréquence centrale de 10,7 MHz, vous pouvez même vous passer d'inducteurs. Au lieu du filtre LC principal, un filtre piézo avec une bande passante de 180 ... 350 kHz est installé à partir du chemin IF du récepteur VHF. Le schéma de sa connexion dans le deuxième canal est illustré à la fig. 15. La résistance nominale de la résistance R500 (820 ohms) est indiquée pour le cas d'un signal à une fréquence de 3566 kHz. Si la fréquence est de 2 ... 3 MHz, la résistance doit être réduite à 620 ohms. Les résistances R2-R4 fournissent une résistance de charge de 330 ohms pour le filtre ZQ1, ce qui est important pour assurer une irrégularité minimale de la réponse en fréquence dans la plage de fréquences de 10700 ± 50 kHz. La résistance R4 augmente la stabilité de l'amplificateur aux hautes fréquences.
L'amplificateur sur le transistor VT400 (VT500) (voir Fig. 12) à une charge de 50 ohms fournit un signal avec une oscillation allant jusqu'à 300 mV. Afin d'assurer un mode linéaire en même temps, le courant de collecteur du transistor doit être d'environ 10 mA, il est réglé en sélectionnant la résistance R401 (R501). Le gain est d'environ 14 dB (5 fois). Pour régler le filtre à l'aide d'un multimètre, un détecteur à diode VD400 (VD500) est installé à la sortie de l'amplificateur. La diode 1N4148 fonctionne de manière satisfaisante jusqu'à 45 MHz. Pour des fréquences plus élevées, il est souhaitable d'utiliser des diodes au germanium haute fréquence de faible puissance ou des diodes Schottky (série BAT ou BAS). Réglez le filtre pour le signal maximal à la sortie du détecteur. Le circuit additionneur (L504, C512-C515, R507-R509) n'indique pas les valeurs des éléments, car la disposition dépend fortement de la tâche spécifique. Cela offre un large éventail de possibilités pour la sommation des signaux. L'additionneur ne peut pas remplacer un générateur à deux fréquences de haute qualité pour mesurer la distorsion d'intermodulation et IP3, car les deux signaux se sont déjà "croisés" dans le modulateur via les broches d'alimentation communes de la puce DD301. Néanmoins, une telle distorsion peut être mesurée jusqu'à 30 dB, ce qui dans la plupart des cas est suffisant pour ajuster les nœuds RF pour un minimum de distorsion. Le mélangeur sur la puce DD700 est fourni principalement pour la formation d'un marqueur de fréquence sur l'écran de l'oscilloscope lors de l'étude de la réponse en fréquence du filtre. Dans ce cas, un générateur fonctionne comme référence sans balayage, et sa fréquence est mesurée par un fréquencemètre. Lorsqu'il est égal à la fréquence de l'oscillateur à balayage, un battement nul se forme, ce qui est bien observé sur l'écran. Par cette méthode, dans un laboratoire domestique modeste, vous pouvez régler assez finement le filtre sur la fréquence requise. Mais le mélangeur peut être utilisé à d'autres fins. Comme il fonctionne bien sur toutes les harmoniques, il est possible d'implémenter une grille de marqueurs (comme dans le mesureur de réponse en fréquence X1-48 et similaires). En fonction de la tâche spécifique, vous devrez sélectionner les paramètres du filtre passe-bas R700, C700, R701, C701. Si un seul signal est appliqué au mélangeur (éteignez le deuxième générateur), ce signal sera à la sortie. Exemples d'implémentation VCO Lors du choix d'une variante, il faut tenir compte de la présence de résonateurs, et les variantes avec l'utilisation d'un diviseur de fréquence intermédiaire par deux (ou quatre) ou la multiplication par deux (à Q = 3) sont toujours plus préférables. La raison en est l'absence dans le spectre intermédiaire (contacts XT400 et XT500) de la première harmonique du CG, ce qui élimine la contre-réaction au générateur ("sauts" de fréquence lorsque la charge change). Pour les filtres à quartz de troisième harmonique, il est souhaitable d'éviter les options avec une multiplication par trois dans le deuxième multiplicateur. Dans l'oscillateur maître, grâce à l'utilisation de microcircuits de la série 74AC86 ou 74NS86, il est possible de décaler l'intervalle de fonctionnement des résonateurs de plusieurs dizaines de kilohertz. Sur 74AC86, la fréquence sera toujours légèrement plus élevée et la stabilité de fréquence est sensiblement meilleure. Pour les microcircuits 74NS86, le seuil de caractéristique de transfert est décalé à 33% de la tension d'alimentation, ce qui est gênant pour la mise en œuvre d'options avec des conversions intermédiaires complexes. 4433 kHz Les filtres pour cette fréquence sont dans la plupart des cas fabriqués à base de résonateurs à quartz pour décodeurs PAL. De tels filtres sont populaires auprès des radioamateurs, car les résonateurs sont disponibles et relativement bon marché, et dans un lot, ils ont une petite dispersion de paramètres. Ils font des filtres SSB/CW assez "sérieux". Une bonne option avec une grande stabilité consiste à utiliser un résonateur à 3580 kHz (réglé sur 3546 kHz), puis à diviser par quatre et à multiplier par cinq. 5500 kHz Vous pouvez générer un signal avec une fréquence de 5500 kHz si vous utilisez un résonateur à une fréquence de 11 MHz dans le MO puis divisez la fréquence par deux. Dans ce cas, on obtient un spectre pur et un faible effet sur le MO. Au lieu du filtre LC principal, vous pouvez installer un filtre piézo à une fréquence de 5,5 MHz, utilisé dans le trajet du son du téléviseur (voir Fig. 15). 8814...9011kHz La fréquence dans la gamme de 8814 ... 9011 kHz peut être obtenue en utilisant des résonateurs à une fréquence de 6 (12) MHz, suivie de sa division par deux (quatre) et de sa multiplication par trois. Vous pouvez également utiliser un résonateur avec une fréquence nominale de 3580 kHz, l'accorder sur une plage de 3525 ... 3604 kHz, puis diviser la fréquence par deux et multiplier par cinq. Les résonateurs avec une fréquence nominale de 3 MHz ne sont pas la meilleure option, car la troisième harmonique du ZG tombe dans cette plage lorsqu'elle est utilisée. 10700 kHz Avec un résonateur discriminateur à une fréquence de 10700 kHz dans le MO, vous pouvez immédiatement obtenir le signal requis, mais l'influence mutuelle du MO et de la sortie UHF peut gâcher le résultat de la mesure de la réponse en fréquence des filtres SSB avec des pentes très raides. Le meilleur résultat peut être obtenu avec un résonateur de 3,58 MHz (accordé à 3567 kHz) et multiplié par trois. Avec un résonateur à 4300kHz (accordé à 4280kHz) puis en divisant par deux et en multipliant par cinq, on obtient un signal très stable pour la mise en place des filtres SSB. Selon l'expérience, pour cela, il est nécessaire d'acheter plusieurs résonateurs, car ils ont des creux d'impédance dans la gamme de fréquences de 3,5 ... 4,5 MHz, et de choisir le plus "lisse". 21400 kHz En utilisant un résonateur à une fréquence de 3,58 MHz (s'accordant à 3567 kHz) et en multipliant par deux, nous obtenons un signal avec une fréquence de 7133 kHz, la troisième harmonique (21400 kHz) sera sélectionnée par le filtre principal. Un résonateur discriminateur à une fréquence de 10700 kHz avec doublement ultérieur fonctionnera également bien. Pour ce faire, utilisez l'élément DD301.1 et réglez Q = 3 à sa sortie (R307 = 1 kOhm, C302 + C303 = 15 pF) (Fig. 16).
Lors du réglage avec un multimètre, vous pouvez obtenir une suppression de signal à une fréquence de 32100 kHz d'au moins 40 dB. Avec un analyseur de spectre, la suppression peut être ajustée jusqu'à 50 dB. La qualité du signal après le filtre principal vous permettra de mesurer la réponse en fréquence des filtres dans la plage allant jusqu'à 80...90 dB. 34875 kHz La fréquence de 34875 kHz est mieux obtenue en utilisant un résonateur de 10 MHz dans le MO et en l'accordant à 9939 kHz, puis en divisant par deux et en multipliant par sept. La deuxième option consiste à régler le résonateur sur une fréquence de 3,58 MHz (s'accordant sur 3487 kHz) avec une multiplication intermédiaire par deux et une multiplication finale par cinq. Cette option est bonne car le filtre sélectionne mieux la cinquième harmonique que la septième. Un réglage minutieux de Q = 2 sera certainement nécessaire. 45 MHz À première vue, il existe de nombreuses options pour cette fréquence, mais la plupart nécessitent une multiplication finale par trois, ce qui n'est pas toujours bon. Les meilleures options sont d'obtenir d'abord 9 MHz (suivis de cinq) ou 6428 kHz (suivis de sept). Une fréquence de 9 MHz peut être atteinte en utilisant un résonateur discriminateur à une fréquence de 4500 kHz avec un doublage de fréquence préalable ou avec des résonateurs de 3, 6, 12 MHz divisés par deux (quatre) et multipliés par trois. Un filtre intermédiaire de 9 MHz dans le cas d'une multiplication de fréquence par deux est mis en oeuvre à l'aide des inductances L100 = 1,5 µH et L101 = 4,7 µH. En multipliant la fréquence par trois, vous devez régler L100 = 1 μH, condensateur C113 = 39 pF. A la résonance, un signal de 100.4 V est présent à l'entrée de l'élément DD1,5, ce qui est largement suffisant pour déclencher l'élément logique. La condition préalable principale pour obtenir un spectre propre lors de la multiplication de la fréquence par trois est le signal du ZG avec Q = 2. Si le signal provient de la sortie du diviseur de fréquence sur le déclencheur DD101.1 ou DD101.2, cela se produira automatiquement. Sans diviseur, vous devez définir le signal ZG avec Q \u2d 2. Lorsqu'il est multiplié par deux, vous devez également obtenir un signal avec Q \u100.1d 100.3 à la sortie de l'élément DD3 et définir Q \u108d 117 en utilisant le condensateur C100.4 dans le multiplicateur (la sortie de l'élément DD100.4). Accordez ensuite le filtre à la résonance. Pour ce faire, d'abord, à l'aide de la résistance R17, l'équilibre de l'élément DD9 est perturbé afin d'obtenir un signal à rapport cyclique variable en sortie de l'élément DDXNUMX (Fig. XNUMX). Les différentes durées d'impulsion sont dues au fait qu'à une fréquence de XNUMX MHz, une nouvelle énergie n'entre dans le circuit qu'à chaque troisième impulsion.
En mettant le filtre en résonance, on obtient un signal dont le rapport cyclique est déjà plus proche de Q = 2 (Fig. 18). À la résonance, la lecture du multimètre est aussi proche que possible de 50 % du Royaume-Uni. Avec un tour complet du condensateur trimmer, on devrait remarquer deux fois ce phénomène et en même temps noter un signal propre à une fréquence de 9 MHz en sortie.
Enfin, à l'aide de la résistance R117, Q = 2 est rétabli.Vérifiez cela avec un multimètre sur le contact XT400, en réglant la tension à exactement 50% de UK. Dans ce cas, le filtre suivant doit être temporairement désactivé. Dans ce cas, sur la broche XT400, nous recevrons un signal intermédiaire avec une fréquence de 9 MHz, dans lequel même les harmoniques sont supprimées de 40 dB, et la multiplication par 45 MHz ne pose pas de difficultés particulières. 55845 kHz La solution à ce problème fournira un résonateur à une fréquence de 8 MHz (s'accordant à 7978 kHz). Mais un réglage prudent de Q = 2 à l'entrée du filtre principal sera nécessaire pour supprimer les harmoniques paires, ainsi que les cinquième et neuvième. Une autre option consiste à utiliser un résonateur à une fréquence de 3680 kHz (accordé à 3723 kHz) avec une multiplication intermédiaire par trois (11169 kHz) puis par cinq. 60128 kHz L'option la plus simple consiste à utiliser un résonateur de 12 MHz (accordé à 12026 kHz) multiplié par cinq. Vous pouvez appliquer un résonateur à une fréquence de 6 MHz en appliquant une multiplication préalable par deux. Un filtre intermédiaire pour une fréquence de 12 MHz est constitué d'inductances L100 = 1 μH et L101 = 3,3 μH, condensateur C113 = 33 pF. 64455 et 65128kHz L'utilisation d'un résonateur discriminateur à une fréquence de 6,5 MHz (s'accordant à 6445 kHz) fournira probablement la meilleure option en termes de disponibilité et de stabilité. En multipliant par deux et par cinq "on passe" à la fréquence de 64455 kHz. Pour obtenir une fréquence de 65128 kHz, nous accordons le ZG à une fréquence de 6,513 MHz. Pour un filtre intermédiaire à une fréquence de 13 MHz (après multiplication par deux), vous devrez régler L100 \u0,82d 101 μH et L2,2 \u113d 39 μH, condensateur CXNUMX \uXNUMXd XNUMX pF. 70200 et 70455kHz L'option la plus simple consiste à utiliser un résonateur à une fréquence de 10 MHz dans le MO (réglage 10030, 10065 kHz). Mais tous les résonateurs n'"atteindront" pas une fréquence de 10050 kHz. Pour obtenir une fréquence de 70455 kHz, vous pouvez utiliser un résonateur à une fréquence de 3,58 MHz (s'accordant à 3523 kHz). Après avoir multiplié par quatre, on "sort" à une fréquence de 14091 kHz puis on multiplie par cinq. Examinons cette option plus en détail, car elle nécessite un ajustement minutieux étape par étape. Vous devez d'abord obtenir Q \u2d 118 dans le ZG, il est conseillé d'augmenter la résistance de la résistance R215 (R330) à 3 kOhm afin d'augmenter la stabilité à long terme du réglage. Réglez ensuite Q = 14 à la sortie du premier multiplicateur pour obtenir le niveau maximal d'harmoniques paires. Le filtre intermédiaire est accordé sur une fréquence de 100 MHz. Pour ce faire, réglez L0,18 = 101 μH et L1 = 113 μH, condensateur C100 = 114 pF, C6 - trimmer 30 ... 212 pF, résistance R820 = 7 ohms. Le circuit a un facteur de qualité élevé et la raie spectrale à une fréquence de 40 MHz est supprimée de 117 dB. Après équilibrage avec la résistance R70, nous obtenons un spectre dans lequel il n'y a pas d'harmonies paires du signal principal et le signal à une fréquence de 26 MHz est supérieur de XNUMX dB à tous les autres. Le filtre de sortie est réglé sur L400 = 27 nH (taille 0805 ou 0603). Bobines de boucle (L401 et L402) - 0,47 μH chacune (inductances EC-24) et condensateurs - avec une capacité totale de 11 pF. La capacité totale du condensateur C404 est de 250 pF, C407 = 82 pF. La bande passante résultante est d'environ 2 MHz, le signal avec une fréquence de 14 MHz est inférieur de 40 dB au signal avec une fréquence de 70 MHz, à une fréquence de 42 MHz la suppression relative est de 46 dB, à une fréquence de 140 MHz il est de 26 dB. Oscillation du signal de sortie ("GEN1") - 400 mV. L'instabilité de fréquence à court terme est d'environ ± 50 Hz. Pendant 10 minutes, la fréquence change lentement dans la plage de ±200 Hz. Ces valeurs peuvent être réduites par blindage, car les courants d'air dans la pièce ont un effet notable. Cela suffit pour mettre en place des filtres avec une bande passante supérieure à 5 kHz. La dépendance de la fréquence à la résistance de charge ne se manifeste pratiquement pas. La variante avec un résonateur pour une fréquence de 10 MHz s'est avérée 2 à 3 fois plus stable. Probablement, avec cet exemple, nous sommes passés par le "lycée" de travailler sur RF avec des éléments logiques de la série CMOS 74AC et avons bien "ressenti" les limites de cette technique lors de la mise en œuvre de multiplicateurs pour hautes fréquences avec un minimum de moyens. 80455 kHz Avec un résonateur de 8 MHz (accordé à 8045 kHz) et un doublage de fréquence primaire, on obtient 16090 kHz. Une multiplication ultérieure par cinq donnera le résultat souhaité. 90 MHz L'option la plus fiable consiste à utiliser un résonateur à une fréquence de 12 MHz. Une division intermédiaire par deux donnera un signal stable à une fréquence de 6 MHz avec suppression des harmoniques paires jusqu'à 50 dB. Après une multiplication préalable par trois, nous arriverons à une fréquence de 18 MHz. Dans ce cas, les inductances L18 = 100 μH et L0,56 = 101 μH et le condensateur C2,2 = 113 pF sont installés dans le filtre intermédiaire (à 12 MHz). À une fréquence de 90 MHz, le transistor KT368AM fonctionne bien et émettra un signal avec une oscillation de 400 mV et 200 mV à une charge de 50 ohms sans charge. La deuxième harmonique (180 MHz) se produit en UHF et est supprimée de 20 dB. Le filtre principal a L400 = 15 nH (taille 0805), L401 = L402 = 0,27 μH (EC-24), des capacités de boucle de 11 pF, des condensateurs C404 = 300 pF, C407 = 68 pF. Sur la fig. La figure 19 montre la réponse en fréquence de ce filtre avec une bande passante de 4 MHz à un niveau de 3 dB. Dans cette version, une excellente stabilité à court terme a été obtenue, et pendant la première heure de fonctionnement, la fréquence a augmenté en douceur de 1 kHz si la carte VCO était installée dans un boîtier fermé. Ensuite, la fréquence change lentement dans la plage de ± 100 Hz.
135,495 MHz Pour atteindre une fréquence aussi élevée, il est préférable d'utiliser des résonateurs à quartz à une fréquence de 15 ... 20 MHz (première harmonique), qui fournissent un accord de 5 ... 8 kHz. Mais ce sera plus fiable si vous appliquez un signal d'un générateur DDS économique avec une fréquence de 9022 ou 15055 kHz à l'entrée de l'élément DD100.1 (DD200.1). Pour obtenir un niveau de signal suffisant à 135 MHz, il faut viser une fréquence suffisamment élevée après la première multiplication (27 ou 45 MHz). Le filtre de sortie peut être implémenté sur le filtre HDF135-8 SAW, qui a une bonne suppression à des fréquences jusqu'à 100 MHz. Pour correspondre, il faut installer un circuit RC (1 pF + 68 Ohm) à sa sortie et, du côté du modulateur (DD301), utiliser un atténuateur résistif pour fournir une impédance de 50 Ohm. Signaux jusqu'à 240 MHz Dans cet exemple, je veux montrer le potentiel des éléments appliqués. Par exemple, le ZG fonctionne à une fréquence de 12 MHz. Le multiplicateur du DD100.3 est réglé sur Q = 3 et envoie des impulsions de 24 MHz au circuit LC. Il est très important d'affiner les filtres avec un analyseur de spectre (ou avec le même succès - un multimètre). La technique d'accord est la même que pour le filtre 9 MHz, mais L100 = 0,56 μH et L101 = 2,2 μH, condensateur C113 = 6,8 pF. A la sortie (XT400) il y a un signal avec un spectre dans lequel les harmoniques impairs de 50 à 24 MHz sont supprimés (au moins 300 dB) (en raison de la bonne topologie de la carte autour de DD301). Le signal à 168 MHz est environ 18 dB plus faible que le signal principal (24 MHz), et il y a encore un niveau significatif à 240 MHz (-26 dB). Le VCO proposé peut être facilement appliqué en conjonction avec un générateur de tension en dents de scie et un détecteur logarithmique (puce AD8307). Le fonctionnement d'éléments CMOS en RF en combinaison avec des circuits LC ouvre des opportunités uniques dans le développement d'équipements QRP. Les éléments logiques de la série 74AC ont un faible bruit de phase si, à des fréquences de 20 ... 120 MHz, un signal sinusoïdal est appliqué à leur entrée, d'amplitude égale à la tension d'alimentation. Les éléments de la série 74HC sont moins adaptés à cela. Informations supplémentaires, ainsi que des dessins de PCB dans différents formats : ftp://ftp.radio.ru/pub/2016/05/GUN.zip. Auteur : Ayo Lohni
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