|
Arabic
Bengali
Chinese
English
French
German
Hebrew
Hindi
Italian
Japanese
Korean
Malay
Polish
Portuguese
Spanish
Turkish
Ukrainian
Vietnamese
ENCYCLOPÉDIE DE LA RADIOÉLECTRONIQUE ET DU GÉNIE ÉLECTRIQUE Formation d'un déphasage d'un signal périodique. Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique
Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique / Concepteur radioamateur Parfois, lors de la conception de dispositifs radioélectroniques, il devient nécessaire de générer des déphasages et des délais de signaux périodiques pulsés. Le décalage temporel est assez simple à réaliser (en utilisant un multivibrateur de veille, un circuit différenciateur ou une ligne à retard). La situation est plus compliquée avec le déphasage, puisque dans ce cas le temps de retard est une fonction inverse de la fréquence d'entrée. L'auteur de l'article parle des difficultés qui se posent ici, des moyens de les surmonter et donne des exemples pratiques d'utilisation des résultats de son travail. Pour former un déphasage, la méthode numérique est le plus souvent utilisée, mais elle présente des inconvénients tels que la complexité de la commutation, l'utilisation d'un générateur auxiliaire, un réglage pas à pas et un grand nombre d'éléments électroniques requis [1]. Les autres méthodes permettant de générer un déphasage ne sont pas suffisamment couvertes dans la littérature sur les radioamateurs. Souvent, au lieu d'un retard de phase, un retard avec correction de fréquence est utilisé, ce qui conduit à une non-linéarité significative de la caractéristique phase-fréquence ou à un rétrécissement de la bande de fréquence de fonctionnement des appareils. Parallèlement, les circuits analogiques-numériques permettent, par des moyens simples, d'obtenir des paramètres de déphasage acceptables dans une large plage de fréquences. L'unité de phase portée à la connaissance des lecteurs (Fig. 1, a) est réalisée sur un déclencheur D ou RS et ne nécessite pas l'utilisation de générateurs auxiliaires. Il supprime les principaux problèmes liés à l'obtention d'un déphasage par rapport à l'une des chutes de séquence d'impulsions dans une large plage de fréquences. Pour les oscillations positives, les entrées C ou R du déclencheur DD1 peuvent être utilisées indépendamment (en appliquant un signal de n'importe quel rapport cyclique à l'entrée C et des impulsions courtes à l'entrée R via un circuit différenciateur). Si vous inversez le signal d'entrée, vous pouvez implémenter un déphasage pour les fronts négatifs.
Par un différentiel positif à l'entrée C ou R, le déclencheur DD1 passe à l'état zéro et le condensateur d'intégration C2 commence à se charger linéairement via la sortie inverse du déclencheur du générateur de courant G1. Dès que la tension à l'entrée S atteint le seuil (pour la logique CMOS, la tension de seuil Uthr est approximativement égale à Upit/2), le déclencheur passe à l'état unique et avant l'arrivée de la prochaine chute positive, le condensateur C2 se déchargera via la sortie inverse du déclencheur du générateur de courant G2. La profondeur de décharge, et donc le temps de charge ultérieur, qui détermine la durée de l'impulsion de sortie, est directement proportionnelle au courant I2 et inversement proportionnelle à la fréquence. De la similitude des courbes de recharge du condensateur C2 (graphique UC2 sur la Fig. 1, b), il ressort clairement que le décalage des impulsions de sortie Uout, exprimé en unités angulaires (phase), ne dépend pas de la fréquence d'entrée, mais de le rapport des valeurs actuelles I1 et I2. La phase de sortie peut être ajustée en modifiant le courant de l'un des générateurs, en garantissant que la condition I1>I2 est remplie. Dans ce cas, l'angle minimum sera toujours supérieur à zéro, car le condensateur C2 ne peut pas être chargé instantanément et l'angle maximum sera légèrement inférieur à 180 degrés. (près de cette valeur le nœud passe en mode oscillatoire). Le déphasage spécifié est stable dans l'intervalle de fréquence de fonctionnement et, en cas de changement brusque de fréquence, il est restauré après un processus transitoire à court terme. Au fur et à mesure que la fréquence du signal d'entrée augmente, l'amplitude de la composante variable sur le condensateur C2 diminue et, à partir d'un certain point, le déclencheur ne commutera plus l'entrée S, ce qui est un facteur limitant. L'utilisation de la minuterie intégrée KR1006VI1, dotée de comparateurs d'entrée sensibles aux entrées du déclencheur interne, étend la gamme de fréquences plus de dix fois et permet, dans la plupart des cas, de remplacer les générateurs de courant par des résistances, en modifiant la résistance de laquelle le déphasage généré par le dispositif peut être ajusté (Fig. 2).
Les principaux paramètres de cette unité sont les suivants : limites du contrôle de phase en douceur -
intervalle de fréquence - les limites de changement de la fréquence d'entrée à laquelle la phase donnée reste inchangée - plus de dix octaves ou trois décades, la fréquence inférieure est inversement proportionnelle à la capacité du condensateur C2 et peut atteindre des dixièmes et centièmes de hertz, le fréquence supérieure - jusqu'à des centaines de kilohertz, comme pour les relaxants ordinaires. Pour sélectionner le rapport des valeurs de résistance pour un déphasage donné (voir Fig. 1), vous pouvez utiliser la formule :
où K=Upit/Upor (pour la logique CMOS K=2), et pour déterminer le déphasage à partir du rapport connu de la valeur de la résistance et de la tension de seuil de l'entrée S du déclencheur - la formule :
La fréquence d'entrée inférieure est estimée approximativement à partir de l'expression :
Le calcul du nœud de phase sur la minuterie KR1006VI1 présente quelques différences dues au fait que le condensateur C2 est chargé via les résistances R2 et R3 connectées en série, déchargé via la résistance R2, et que l'entrée S ici est inversée. Le graphique de tension sur le condensateur dans ce cas sera inverse par rapport au graphique UC2 de la Fig. 1, b. Par conséquent, la valeur de la tension de seuil doit être comptée non pas à partir du fil commun, mais à partir de la tension d'alimentation. Dans le cas considéré, Upor=2Upit/3, soit K=1,5. Dans ce cas, la formule (2) ressemblera à :
La résistance de la résistance R2 peut dans la plupart des cas être prise égale à 100 kOhm. Si l'angle doit être compté en degrés, alors dans toutes les formules, le nombre pi est remplacé par 180 degrés. L'utilisation de l'unité de phase décrite (Fig. 2) permet de créer des dispositifs à coûts minimes difficiles à mettre en œuvre par d'autres moyens. Ainsi, par exemple, sur la Fig. La figure 3a montre un circuit d'un doubleur de fréquence pour un signal avec un rapport cyclique arbitraire, fournissant un signal carré en sortie. Dans le doubleur, un déphasage séquentiel allant jusqu'à 270 degrés se produit en premier. noeuds A1-A3, après quoi les signaux intermédiaires sont sommés modulo 2 par l'élément OU EXCLUSIF D1. L’utilisation de l’élément EXCLUSIVE OR ici est facultative. L'élément AND-NOT, le plus courant, est tout à fait suffisant. Les diagrammes de signaux restent les mêmes. Les graphiques de la Fig. Les figures 3b illustrent le fonctionnement du dispositif. Un dispositif similaire, construit sur des multivibrateurs de secours [2], fournit un résultat similaire pour une seule fréquence, dont le changement nécessite un ajustement des valeurs des éléments.
Pour générer une tension triphasée, on utilise généralement une unité composée d'un générateur d'impulsions rectangulaires avec une fréquence triple et d'un diviseur de fréquence par 3, qui fournit le déphasage correspondant aux sorties. Dans certains cas, il peut être plus pratique d'obtenir une tension triphasée en multipliant la fréquence à l'aide de deux déphaseurs A1, A2 (Fig. 4), ce qui donne un retard de 120 degrés.
Le troisième cycle forme l'élément logique D1. Le distributeur peut être utilisé pour alimenter des moteurs triphasés avec une vitesse de rotor réglable ou pour contrôler un multiplexeur à trois canaux lors de la commutation des signaux. La forme des impulsions de sortie est représentée sur la figure. 4, b. Un autre exemple est un régulateur de calage d'allumage pour un moteur de voiture équipé d'un système d'allumage à transistors de contact. Un tel régulateur permet de régler le fonctionnement du système de génération d'étincelles du moteur lors du changement de mode de fonctionnement directement depuis la cabine [3]. Le dispositif proposé (Fig. 5a) consiste en un canal direct pour transmettre des impulsions des contacts S1 du disjoncteur au système d'allumage et retarder les impulsions sous un angle donné à l'aide d'une unité de phase. Après avoir ajouté les séquences d'impulsions sur l'élément logique D1 ET, on obtient un signal de sortie caractérisé par un moment de formation d'étincelle réglable et une durée quasi constante d'accumulation d'énergie dans l'enroulement primaire de la bobine d'allumage.
littérature
Auteur : S. Vychukzhanin, Saint-Pétersbourg
Cuir artificiel pour émulation tactile
15.04.2024 Litière pour chat Petgugu Global
15.04.2024 L’attractivité des hommes attentionnés
14.04.2024
▪ Stockage d'électricité en briques ▪ Un polymère qui se cicatrise ▪ Développer des communications 30 Gbps à partir de Huawei
▪ section du site Mots ailés, unités phraséologiques. Sélection d'articles ▪ article Avant même le matérialisme historique. Expression populaire ▪ article Quelle rue de Voronej porte le nom d'un personnage qui n'a jamais existé ? Réponse détaillée ▪ Article d'Edelweiss. Légendes, culture, méthodes d'application ▪ article Interphone simple. Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique ▪ article Ventilateur dans chaque main. Concentrer le secret
Page principale | bibliothèque | Articles | Plan du site | Avis sur le site
www.diagramme.com.ua |
Voir d'autres articles section 
Dernières nouvelles de la science et de la technologie, nouvelle électronique :
Toutes les langues de cette page