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ENCYCLOPÉDIE DE LA RADIOÉLECTRONIQUE ET DU GÉNIE ÉLECTRIQUE Contrôle des transistors à effet de champ dans les convertisseurs d'impulsions. Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique
Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique / Concepteur radioamateur Comme on le sait, l'utilisation de transistors à effet de champ de grande puissance au lieu de transistors bipolaires dans les convertisseurs de tension pulsée offre un certain nombre d'avantages. Vous pouvez lire à ce sujet dans la littérature spécialisée, cependant, d'une part, c'est pratiquement inaccessible au lecteur moyen et, d'autre part, les problèmes de contrôle de puissants transistors à effet de champ y sont présentés, en règle générale, sous une forme générale, sans référence aux circuits spécifiques, une description détaillée du fonctionnement. Il n'y a pas de convertisseurs. L'auteur de cet article présente les caractéristiques de l'utilisation de transistors à effet de champ dans de tels dispositifs. Les transistors à effet de champ de structure MIS avec canal N induit sont les plus largement utilisés dans les convertisseurs de tension impulsionnelle. A tension de grille nulle (par rapport à la source), le transistor se ferme et s'ouvre avec une tension positive avec un seuil assez clairement défini. En figue. La figure 1 montre la dépendance mesurée expérimentalement du courant de drain sur la tension grille-source du transistor IRF630. L'intervalle de tension d'entrée de l'état complètement fermé à l'état saturé ne dépasse pas 0,5 V, ce qui signifie que le transistor est un transistor à commutation typique.
Puisqu’il n’y a pas d’accumulation de porteurs de charge dans le canal, il n’y a pas de temps pour leur résorption. La durée de montée et de descente des impulsions de courant de drain avec le signal de commande correspondant est de 20...30, sans que le courant de fonctionnement complet n'atteigne 9 A. La tension drain-source de fonctionnement maximale Usi max = 200 V, la PUISSANCE dissipée maximale P pac maximum = 75 W. La résistance d'entrée des transistors MIS est purement capacitive, mais cela ne signifie pas que lorsqu'une impulsion de commande est appliquée à la grille, celle-ci se comportera comme un condensateur ordinaire. Dans le circuit équivalent d'un transistor, on distingue trois capacités principales : capacité d'entrée - entre la grille et la source ; le passage Sce est entre le drain et la grille, la sortie Sse est entre le drain et la source. La capacité Sayi est chargée comme un condensateur ordinaire uniquement jusqu'à la tension de seuil ipor. Dès que le transistor s'ouvre, une rétroaction de tension négative se produit à travers la capacité CsXNUMX. Une section horizontale apparaît sur la courbe de charge de la capacité d'entrée. Sa durée, en fonction du courant de charge, varie de quelques fractions à quelques microsecondes, mais elle joue un rôle important dans la formation de l'impulsion de courant de drain. Pour étudier les caractéristiques de la courbe de charge, une unité a été assemblée dont le schéma est présenté sur la Fig. 2 (sans résistance R3). L'unité est alimentée par deux sources Upit1 et Upit2, puisque la tension au drain atteint des centaines de volts.
Les diagrammes de tension aux points caractéristiques d'un nœud sont représentés à une échelle arbitraire sur la figure. 3.
Jusqu'à présent, la tension positive à l'entrée maintient le transistor VT1 ouvert. La durée de montée et de descente des impulsions de déclenchement (ainsi que le temps de montée de l'amplificateur de l'oscilloscope) n'a pas dépassé 20 ns, elles ne sont donc pas reflétées dans le diagramme. Dans le segment t1...t2, lorsque le transistor VT1 est déjà fermé, VT2 est également toujours fermé et la tension sur sa grille augmente de façon exponentielle avec la constante de temps R2Czi. A l'écran, cette section initiale ressemble à un segment de droite. Le transistor VT2 s'ouvre à l'instant t2, c'est à dire avec un certain retard. Notons-le comme tset1 = t2 - t1. A partir de l'instant t2, une rétroaction négative commence à s'opérer entre le drain et la grille via la capacité CC2 (effet Miller). La tension de grille cesse d'augmenter et le graphique b dans la section t3...t2 apparaît sous la forme d'une ligne horizontale sur l'écran. Mais la tension au point b à partir du moment tXNUMX commence à diminuer en raison d'une augmentation du courant de drain. A l'instant t3, le transistor VT2 s'ouvre complètement, la tension sur son drain atteint presque zéro et reste constante, la rétroaction négative via Sse est désactivée (le courant de rétroaction est nul). La tension de grille recommence à augmenter de façon exponentielle jusqu'à Up1. A l'instant t4, le transistor VT1 s'ouvre et la capacité S2 commence à se décharger. La constante de temps pour sa décharge est bien inférieure à sa charge, donc la tension à la grille du transistor VT5 diminue très rapidement, et jusqu'à ce qu'elle atteigne la valeur Unop (instant t2), le transistor VTXNUMX reste ouvert. A l'instant t5, il commence à se fermer, la tension à son drain commence à augmenter et une rétroaction négative entre à nouveau en vigueur. Une étape apparaît dans le graphique b, mais comme la fermeture se produit très rapidement, sa durée est très courte. Le transistor se bloque avant que la tension à sa grille ne tombe à zéro. L'intervalle de temps de U à t5 représente le temps de retard de désactivation tset2 = t5 -t4. L'une des conditions les plus importantes pour un fonctionnement fiable des convertisseurs de tension impulsionnelle est la formation d'un mode de commutation sûr pour les transistors de haute puissance. Lorsque le transistor s'ouvre, le courant de drain augmente de zéro au maximum et la tension à ses bornes diminue du maximum à presque zéro. Lorsque le transistor se bloque, le processus inverse se produit. Il est nécessaire que le courant et la tension, ainsi que leur produit sur toute la trajectoire du point de fonctionnement, ne dépassent pas les valeurs admissibles. Les surtensions et les surtensions dans les positions transitoires doivent être éliminées ou minimisées. Ces objectifs sont atteints en ralentissant de force les processus de commutation des transistors. Dans le même temps, la montée et la descente de l'impulsion doivent être aussi courtes que possible afin de réduire la génération de chaleur dans le transistor, c'est-à-dire qu'un compromis doit être trouvé. Les expériences montrent que le problème est plus facile à résoudre avec des transistors à effet de champ qu'avec des transistors bipolaires. La durée de l'augmentation de l'impulsion du courant de drain est égale à la durée de la section horizontale t2...t3, qui, à son tour, est proportionnelle à la résistance de la résistance R2 (voir Fig. 2). La dépendance de la durée du front tf sur la résistance de la résistance R2 est représentée sur la Fig. 4. Par conséquent, en sélectionnant cette résistance, vous pouvez facilement définir le taux d'augmentation souhaité du courant de drain.
Mise sous tension du transistor à effet de champ selon le schéma de la Fig. 2 a une fonctionnalité intéressante qui aide à résoudre le problème. Le taux d'augmentation du courant de drain dans la phase initiale de l'impulsion est sensiblement réduit, ce qui entraîne l'absence totale de dépassement au front de l'impulsion de courant de drain (la forme de l'impulsion de courant de drain peut être jugée par la forme de l'impulsion de tension au point c) Le temps d'ouverture d'un puissant transistor à effet de champ est approximativement le même que celui d'un transistor bipolaire allumé selon le schéma approprié, et le temps de fermeture est dix fois inférieur. Ainsi, pour le transistor IRF630 à Upit1 = 15 V et R2 = 560 Ohm topen = 0,5 μs, tclose = 0,06 μs. Avec une VITESSE de fermeture aussi ÉLEVÉE, la décroissance de l'impulsion de tension au drain présente un dépassement égal à 7,5 V à Upit = 20 V. L'amplitude de l'impulsion est également égale à 20 V, ce qui signifie que le dépassement est égal à 27,5 % de son amplitude. Certains considèrent que la surtension est une conséquence du passage direct du signal d'entrée à travers la capacité Sse. Je pense que la puissance du signal d'entrée est trop faible pour cela, même si, bien sûr, il existe des conditions de transmission. Je pense que la raison la plus probable est la réaction du circuit de puissance du transistor à une diminution rapide du courant de drain. Quoi qu’il en soit, il faut lutter contre ce phénomène. Le moyen le plus simple consiste à réduire le dépassement en augmentant le temps de décharge de la capacité d'entrée du transistor VT2 (voir Fig. 2). Pour ce faire, la résistance R1 a été incluse dans le circuit émetteur du transistor VT3. À R3 = 56 Ohm, l'amplitude de surtension a diminué à 1,75 V ou 9 %, et à R3 = 75 Ohm - à 1 V ou 5 % de l'amplitude d'impulsion. . Avec la résistance R3, le temps de montée des impulsions augmente légèrement - d'environ 0,1 µs. Des impulsions totalement non déformées sont obtenues si un circuit composé d'un condensateur connecté en série d'une capacité de 0,47...1 μF et d'une résistance d'une résistance de 1...2 Ohms est connecté à la borne supérieure de la résistance de charge Rн (la la deuxième extrémité du circuit est vers le fil commun). Ce circuit doit être placé le plus près possible des bornes du transistor VT2. Dans les convertisseurs push-pull, en plus de ceux répertoriés, un autre problème apparaît : celui du courant. La raison de son apparition dans les dispositifs à base de transistors bipolaires est le temps fini de résorption des porteurs minoritaires en excès dans la base des transistors, c'est pourquoi il est nécessaire de retarder artificiellement l'ouverture des transistors. dans ces conditions, le délai d'allumage et d'extinction se produit automatiquement et la durée des délais est stable. Bien qu'il n'y ait pas d'accumulation de charges dans les transistors à effet de champ, le courant traversant ne peut apparaître que lorsque tset2 > tset1. Si vous vous assurez que le transistor d'un bras du convertisseur se ferme avant que celui fermé de l'autre bras ne s'ouvre, ce courant ne se produira pas. Autrement dit, il doit y avoir une pause entre la fermeture d'un transistor et l'ouverture de l'autre. Relativement peu de puissance est nécessaire pour activer un transistor à effet de champ. Les impulsions de commande peuvent être fournies directement à partir des sorties des puces logiques sans amplification de courant préalable. La puissance de sortie du convertisseur lui-même peut atteindre plusieurs centaines de watts. Pour contrôler de puissants transistors à effet de champ, l'industrie produit des microcircuits spéciaux permettant un courant de sortie allant jusqu'à 100 mA ou plus. Mais ce sont des microcircuits universels, conçus pour contrôler des transistors avec Cv = 3000...4000 pF et pour des fréquences de conversion de plusieurs centaines de kilohertz. Un fragment du circuit de mise sous tension des transistors contrôlés par des microcircuits numériques est représenté sur la Fig. 5 La capacité d'entrée des transistors VT1 et VT2 est chargée via les résistances R1 et R2 et déchargée via les diodes VD1, VD2, respectivement, ce qui équivaut à une mise sous tension selon le circuit de la Fig. 2.
En figue. La figure 6 montre les impulsions de courant de drain des transistors VT1 et VT2 à différentes échelles de temps. Le signal sur l'écran de l'oscilloscope ressemble à une ligne droite avec des dents étroites (Fig. 6, a). Les dents sont de courtes pauses entre les impulsions de courant de drain. La forme de la pause sur une grande échelle de temps est représentée sur la Fig. 6, b. Le signal peut être observé sur l'écran d'un oscilloscope à deux voies en mode « somme » avec inversion dans l'une des voies.
Cependant, le diagramme de la Fig. 5 n'est pas typique pour la construction d'alimentations à découpage puissantes. Ils utilisent le plus souvent des convertisseurs de tension en demi-pont, dans lesquels les circuits de commande de transistors puissants doivent être isolés les uns des autres par courant continu. Le circuit d'un convertisseur en demi-pont (sous une forme simplifiée - sans certains composants auxiliaires) est illustré à la Fig. 7. Dispositif selon le schéma de la Fig. 5 est utilisé ici comme générateur d'impulsions de commande et comme source d'alimentation supplémentaire.
Ce convertisseur fonctionne à 25 kHz ; puissance de sortie - 200 W. L'oscillateur maître basé sur les éléments logiques DD1.1, DD1.2 du microcircuit CD4011BCN fonctionne de manière très stable. Avec un autre microcircuit, la fréquence peut différer de celle spécifiée, il faudra alors sélectionner les résistances R2 (et éventuellement R3). Il n'est pas souhaitable d'utiliser le microcircuit K561LA7, car la tension d'alimentation de l'oscillateur maître est de 15 V, c'est-à-dire le maximum autorisé pour ce microcircuit. Les transistors IRFD010 ont une faible capacité d'entrée, c'est pourquoi les pauses entre les impulsions ne dépassent pas 0,5 µs. La durée des pauses peut être augmentée en connectant les condensateurs C5 et C6 (indiqués par des lignes pointillées) d'une capacité de 100 pF ou plus. Ils peuvent être utilisés pour équilibrer les pauses. Si les pauses sont symétriques, elles peuvent alors être étendues plus facilement en connectant un condensateur entre les grilles des transistors VT1 et VT2. Dans ce cas, la durée de montée et de descente des impulsions augmente légèrement. La symétrie des impulsions elles-mêmes est obtenue en sélectionnant la résistance R2. Pour le convertisseur décrit, la durée de pause à la base des impulsions est de 0,1 µs et d'environ 0,45 µs entre leurs pics. Les impulsions provenant des enroulements III et IV du transformateur T1 ouvrent les puissants transistors VT3 et VT4. Cette connexion de transistors est équivalente à celle représentée sur le schéma de la Fig. 2 avec résistance R3 La forme des impulsions sur l'enroulement primaire du transformateur T2 à une échelle arbitraire est illustrée sur la Fig. 8.
La résistance R6 joue un rôle important dans l'appareil. Il élimine les surtensions au niveau du front d'impulsion et supprime les phénomènes de résonance. Il est pratique d'en supprimer un signal pour observer et contrôler les paramètres des impulsions et des pauses entre elles. Sa résistance doit être le minimum nécessaire pour atteindre ces objectifs. Auteur : M. Dorofeev, Moscou
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Commentaires sur l'article : Alexander Très intelligible. Même pour moi, je ne fais que commencer. Merci.
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