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ENCYCLOPÉDIE DE LA RADIOÉLECTRONIQUE ET DU GÉNIE ÉLECTRIQUE Convertisseur de tension pour modèle radiocommandé. Encyclopédie de la radioélectronique et de l'électrotechnique
Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique / contrôle radio Les alimentations embarquées pour les modèles radiocommandés ont généralement une tension nominale de 4,5 ... 12 V. Les moteurs électriques de haute qualité pour une telle tension sont assez rares et à un prix considérable. Dans le même temps, la gamme de moteurs électriques disponibles pour 24 ... 27 V est assez large, mais ils nécessitent un convertisseur de tension similaire à celui proposé par l'auteur de l'article. Un avantage significatif de l'utilisation de moteurs électriques pour augmenter la tension est la consommation de courant réduite, ce qui facilite les besoins en transistors des étages de sortie des servomoteurs des appareils de direction et des régulateurs de vitesse. L'efficacité des unités de commande du moteur est augmentée, ce qui permet d'économiser les ressources énergétiques limitées disponibles à bord du modèle. Le convertisseur de tension développé permet l'utilisation de moteurs électriques avec une tension nominale de 24...27 V en conjonction avec des équipements de radiocommande [1]. Pour les modèles de machines à gouverner, par exemple, les moteurs de la série DPR à rotor creux, qui ont une faible inertie au démarrage et en marche arrière, conviennent bien. Les servoamplificateurs du contrôleur de déplacement et de l'appareil à gouverner doivent être construits conformément aux recommandations données dans [2]. En tant qu'appareil autonome, ce convertisseur de tension peut être utilisé à d'autres fins. Le schéma de l'appareil est illustré à la fig. 1. Il s'agit de ce qu'on appelle l'onduleur flyback stabilisé en largeur d'impulsion à haut rendement. Avec une tension d'entrée de 4,5 ... 9 V, la tension de sortie stabilisée peut être réglée entre 18 et 27 V, ne changeant pas de plus de 0,1 V avec une augmentation du courant de charge de 1 à 500 mA. Efficacité du convertisseur à pleine charge - 85%.
Diagrammes de tension aux points caractéristiques du circuit, illustrés à la fig. 2 ont été obtenus sur un modèle informatique de l'appareil à l'aide du programme Micro-Cap 6.22 et coïncident complètement avec les formes d'onde des signaux dans un convertisseur réel.
L'oscillateur maître sur les éléments DD1.1 et DD1.2 génère des impulsions rectangulaires. Aux entrées 8, 9 de l'élément DD1.3 vient le circuit différencié C3R2R3. Les valeurs des résistances R2 et R3 sont choisies de telle sorte que la composante constante de la tension au point de leur connexion dépasse légèrement le niveau seuil Un, auquel l'élément DD1.3 change d'état. Les émissions négatives, franchissant le seuil, forment de courtes impulsions positives à la sortie de l'élément DD1.3 (broche 10). Ces derniers chargent le condensateur C5 à travers une petite résistance directe de la section base-émetteur du transistor VT2. A la fin de l'impulsion, la plaque gauche (selon le schéma) du condensateur C5 est connectée à un fil commun, et la tension à laquelle le condensateur est chargé est appliquée à la base du transistor VT2 en polarité négative, fermant il. Ensuite commence la recharge du condensateur C5 par le courant collecteur du transistor VT1. La vitesse de ce processus dépend de la tension à la base de VT1. Le transistor VT2 reste fermé jusqu'à ce que la tension à sa base atteigne environ 0,8 V. De ce fait, la durée des impulsions positives au niveau du collecteur VT2 et des entrées 12, 13 de l'élément DD1.4 dépend du mode de fonctionnement du transistor VT1. Deux fois inversées par l'élément DD1.4 et le transistor VT3, les impulsions ouvrent la clé d'alimentation - le transistor à effet de champ VT4. Lorsque le transistor VT4 est ouvert, le courant dans l'inductance L1 augmente linéairement. Après la fermeture du transistor, ce courant n'est pas interrompu, continue de circuler en descendant à travers la diode VD1 et charge le condensateur de stockage C8. La tension en régime permanent sur ce condensateur dépasse la tension d'alimentation autant de fois que le temps d'accumulation d'énergie dans le champ magnétique de la bobine L1 (la durée des impulsions positives à la grille du transistor VT4, voir Fig. 2) dépasse le temps il est transféré au condensateur C8 (la durée des pauses entre les impulsions y est même). Une partie de la tension de sortie de la résistance d'ajustement R14 est envoyée à l'entrée inverseuse de l'amplificateur CC sur l'ampli opérationnel DA2. Un exemple de tension est appliqué à son entrée non inverseuse à partir d'un diviseur résistif R4R5. La tension de sortie de l'ampli-op, proportionnelle à la différence entre la tension de référence et de sortie (en tenant compte du diviseur R13R14), est introduite dans la base du transistor VT1 et contrôle la durée des impulsions qui ouvrent le transistor VT4. Ainsi, un circuit fermé de contrôle automatique est formé. Si la tension de sortie a diminué (par exemple, en raison d'une augmentation du courant de charge), la tension à l'entrée inverseuse de l'amplificateur opérationnel diminuera et à sa sortie, elle augmentera. En conséquence, le courant d'émetteur du transistor VT1 diminuera, circulant à travers la résistance R8, et avec elle le courant de collecteur. Le condensateur C5 se rechargera plus lentement. La durée de l'état ouvert du transistor VT4 augmentera, la tension de sortie du convertisseur augmentera. La tension d'alimentation des principaux composants du convertisseur est stabilisée par le stabilisateur intégré DA1. L'appareil est assemblé sur un circuit imprimé simple face de dimensions 70x55 mm, illustré à la fig. 3. Résistance ajustable R14 - SPZ-38B ou RP1-63M. Les éléments passifs restants sont de tout type, adaptés en termes de paramètres et de dimensions.
En tant que microcircuit DD1, à l'exception du K561LA7, vous pouvez utiliser le K561TL1, les autres microcircuits de la série K561 à une tension d'alimentation de 3 V sont instables. Pour la même raison, vous ne devez pas remplacer la puce K140UD608 (DA2) par d'autres amplis opérationnels. Les transistors VT2, VT3 peuvent être n'importe quelle série KT315 ou KT3102, aVT1 - série KT361, KT3107. L'efficacité du convertisseur dépend fortement des chutes de tension aux bornes de la diode VD1 et du transistor ouvert VT4. Cette dernière est proportionnelle à la résistance du canal ouvert du transistor donnée dans les ouvrages de référence. Par conséquent, lors du choix des remplacements pour le transistor et la diode indiqués, il convient de porter une attention particulière à ces paramètres, en choisissant des appareils pour lesquels ils sont minimes. La tension de coupure du transistor à effet de champ ne doit pas dépasser 4 V. La valeur d'amplitude du courant commuté par celui-ci dans ce cas est bien supérieure au courant de charge, le transistor doit donc être sélectionné avec un courant de drain admissible d'au au moins 6 A. Si le transistor VT4 chauffe sensiblement sous charge, il doit être équipé d'un dissipateur thermique, emplacement prévu par la carte. La diode VD1 doit être conçue pour un courant continu d'au moins 10 A. Le KD2998V indiqué sur le schéma peut être remplacé par le KD213A. La bobine L1 avec une inductance de 18 ... 20 μH devrait avoir un faible flux magnétique de fuite, c'est pourquoi un circuit magnétique blindé B-26 en ferrite M1500NM a été choisi pour cela. Un enroulement de cinq tours de fil isolé rigide d'un diamètre de 1,5 ... 2 mm est enroulé sur un mandrin d'un diamètre approprié, retiré du mandrin, protégé par une couche de ruban isolant et placé dans un circuit magnétique. Un espace non magnétique de 0,2 mm est requis entre ses coupelles. Un joint isolant d'épaisseur appropriée est placé entre les noyaux centraux. Cela évite que les coupelles ne se brisent lorsque le circuit magnétique est serré avec une vis. Pour réduire la surface de la carte, la bobine L1 y est fixée en position couchée. Les fils du bobinage sont insérés dans les trous correspondants et soudés aux plots. Les condensateurs C7 et C9 sont représentés dans le schéma (voir Fig. 1) et sur le dessin de la carte (Fig. 3) avec des lignes pointillées. Ils ne sont généralement pas nécessaires, mais si le transistor VT4 devient très chaud et que des impulsions positives « parasites » sont visibles sur la forme d'onde de tension à sa grille dans les intervalles entre les principales, l'installation de ces condensateurs peut aider. Leur capacité est sélectionnée empiriquement. Lorsque vous commencez à vérifier le convertisseur assemblé, il convient de garder à l'esprit qu'avec une tension de sortie de 27 V et un courant de charge de 0,5 A, l'alimentation primaire avec une tension de 6 V doit être conçue pour un courant d'au moins 2,5 A. Avant d'allumer le convertisseur pour la première fois, le moteur de la résistance d'accord R14 doit être en position médiane, puis, avec son aide, régler la tension de sortie requise. Si le convertisseur ne fonctionne pas, dessoudez temporairement la bobine L1 et, en appliquant une tension de +27 V provenant d'une source externe au circuit de sortie, assurez-vous que la forme des signaux aux points indiqués sur la Fig. 2 correspondait à celui représenté sur cette figure. Si nécessaire, le convertisseur peut être converti en une autre tension d'entrée et de sortie selon la méthode décrite dans [3]. Données initiales : tension minimale de la source primaire - Umin ; tension de sortie - Uout ; courant de charge maximum - In. Le calcul s'effectue dans l'ordre suivant : 1. Puissance délivrée à la charge,
2. La puissance consommée par la précision,
(On suppose que l'efficacité du convertisseur est d'au moins 80%). 3. La valeur moyenne du courant consommé de la source,
4. Courant de bobine L1 (valeur de crête),
5. Nous sélectionnons un transistor à effet de champ VT4 avec un courant de drain admissible d'au moins lm et une résistance minimale à canal ouvert rok. 6. Nous sélectionnons la diode VD1 avec un courant direct admissible d'au moins lm et une chute de tension minimale Upr à ce courant. 7. Chute de tension aux bornes du transistor ouvert VT4
8. La durée de l'état ouvert du transistor VT4
(si la conception de la bobine n'est pas modifiée, L1=20 µH). 9. La durée de l'état fermé du transistor VT4
10. La période de répétition des impulsions de l'oscillateur maître
La valeur calculée de Tn est obtenue en sélectionnant la valeur de la résistance R1. De plus, sans installer la bobine L1 dans le convertisseur et laisser son circuit coupé, la base du transistor VT1 est temporairement déconnectée de la sortie de l'ampli-op et connectée au moteur d'une résistance variable d'une valeur nominale de 47 kOhm, un dont les bornes extrêmes sont reliées à la sortie du stabilisateur intégré DA1, et l'autre à un fil commun. La résistance variable nouvellement introduite définit la durée des impulsions positives sur la porte VT4 égale à t1. La tension est mesurée à la base du transistor VT1 et celle-ci est réglée à l'entrée 3 de l'ampli-op DA1, en choisissant la valeur de la résistance R5. Après avoir rétabli toutes les connexions, la résistance d'ajustement R14 atteint la tension souhaitée à la sortie du convertisseur. littérature
Auteur: V.Dnishchenko, Samara
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