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ENCYCLOPÉDIE DE LA RADIOÉLECTRONIQUE ET DU GÉNIE ÉLECTRIQUE Microcircuits numériques dans les équipements sportifs. Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique
Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique / Nœuds d'équipement radioamateur Depuis peu, les sportifs radio - ondes courtes, ultracourtes et "chasseurs de renards" - utilisent de plus en plus des circuits intégrés dans leurs équipements. Maintenant, sur les microcircuits, il est possible d'effectuer presque toute la réception et la majeure partie du chemin de transmission de l'émetteur-récepteur, pour créer un récepteur radio pour la "chasse au renard". L'utilisation de micropuces simplifie non seulement considérablement la conception des équipements sportifs, mais réduit également leur taille et leur poids. Il existe une réelle opportunité de créer un équipement qualitativement nouveau, dont la fabrication à partir d'éléments discrets, par essence, était inaccessible à un large éventail de radioamateurs. Balances numériques, systèmes de boucle à verrouillage de phase de haute qualité, dispositifs d'affichage (écrans) - il ne s'agit pas d'une liste complète de nœuds, dont l'introduction dans les équipements sportifs n'est devenue possible que grâce à l'utilisation de circuits intégrés. Dans les équipements sportifs HF et VHF, les microcircuits numériques sont de plus en plus utilisés. Parmi ceux-ci, dans la pratique de la radio amateur, les microcircuits les plus largement utilisés sont les séries K133 et K 155, qui ont une vitesse assez élevée, une bonne capacité de charge et sont facilement compatibles avec les nœuds fabriqués sur des transistors. Ces microcircuits sont utilisés pour effectuer des clés télégraphiques automatiques, des capteurs de code Morse, des balances numériques électroniques, des unités individuelles d'équipements sportifs, etc. En utilisant des bascules D, il est facile, par exemple, de construire un déphaseur avec un déphasage de 0°-180°-90°-270° (Fig. 1). Comparé à celui décrit dans "Radio", 1977, n° 6, il offre une plus grande précision des relations de phase, puisqu'il ne possède pas de déclencheur de pré-division qui introduit une erreur supplémentaire.
Sur la fig. La figure 2 montre un schéma d'un mélangeur à bascule D, qui se compare favorablement aux mélangeurs analogiques non seulement par sa simplicité, mais aussi par le fait qu'aucun "produit" de conversion n'est formé à sa sortie, à l'exception de la différence de fréquence et de son harmoniques. Cela permet, dans certains cas, d'abandonner le système de filtrage. Les signaux avec les fréquences f1 et f2 sont envoyés aux entrées D et C. La distribution des signaux sur les entrées n'a pas d'importance : dans tous les cas, un signal de fréquence de différence apparaîtra aux sorties de déclenchement. Il est seulement important que, premièrement, le signal à l'entrée C ait un front suffisamment raide, et deuxièmement, que les fréquences f1 et f2 diffèrent l'une de l'autre de pas plus de 30...35 %. La forme du signal à l'entrée D ne joue pas de rôle particulier. Sur la base d'un tel mélangeur, il est possible de construire un détecteur de seuil efficace pour le récepteur fox. Le signal de l'oscillateur local télégraphique est envoyé à l'entrée C et le signal IF est envoyé à l'entrée D. Jusqu'à ce que la demi-onde positive de la tension IF atteigne le niveau de 2 ... 2,4 V, il n'y aura pas de signal à la sortie du détecteur. Un tel détecteur a un seuil de limitation prononcé et est très efficace dans les recherches à courte portée. Si la fréquence intermédiaire dans le récepteur fox est inférieure à 1 MHz, il est plus judicieux d'utiliser des déclencheurs économiques de la série K134. Les éléments logiques peuvent également être utilisés pour construire des mélangeurs analogiques, avec lesquels vous pouvez obtenir à la fois la différence et la somme des fréquences de deux oscillations. L'une des variantes du mélangeur sur l'élément "2I-NOT" est illustrée à la fig. 3. En principe, ce n'est pas différent de ceux habituels réalisés sur des éléments analogiques. Le rapport des fréquences ici peut être quelconque, et le signal de la différence ou de la fréquence somme du spectre du signal de sortie est sélectionné par le filtre approprié. Les mélangeurs numériques et analogiques décrits ci-dessus ne conviennent pas pour la construction de détecteurs, modulateurs et convertisseurs SSB. Cependant, des mélangeurs linéaires peuvent également être créés à l'aide de puces numériques.
L'une des variantes d'un tel mélangeur (proposée par V. Polyakov, RA3AAE) est illustrée à la fig. 4. Il s'agit d'un modulateur équilibré basé sur un convertisseur de clé et peut être utilisé pour construire des conditionneurs ou des convertisseurs de signal à bande latérale unique. Le modulateur n'a pas besoin d'être ajusté. Lors de l'utilisation d'un transformateur d'adaptation (T1) d'une radio à transistor, la fréquence porteuse est supprimée d'au moins 40 dB. Pour une plus grande suppression, il est nécessaire d'équilibrer soigneusement symétriquement les enroulements secondaires du transformateur. À proprement parler, dans un tel modulateur, le signal de fréquence porteuse ne doit pas du tout être présent à la sortie, car il ne va pas au transformateur, mais détermine uniquement la fréquence de commutation des commutateurs électroniques réalisés sur les éléments D2.1 et D2.2 , qui relient les sorties des enroulements secondaires au fil commun.
Cependant, dans un appareil réel, en raison de la symétrie insuffisante des enroulements secondaires du transformateur, la sortie a toujours une tension de fréquence porteuse. Des circuits numériques peuvent être utilisés pour piloter les étages de sortie des émetteurs télégraphiques de faible puissance, tels que les émetteurs de "chasse au renard" (Fig. 5). Un tel étage de sortie fonctionne dans un mode proche de la classe B. Pour l'essentiel, le transistor V1 est excité par des impulsions rectangulaires proches d'une forme de méandre, il faut donc appliquer un filtrage d'harmoniques suffisamment efficace en sortie d'émetteur. À une fréquence de 3,5 MHz, la puissance d'entrée peut être de 10 ... 12 watts. La résistance R2 est choisie de manière à ne pas dépasser la valeur maximale autorisée pour le transistor V1. Dans les équipements amateurs à ondes courtes, la méthode de multiplication de la fréquence d'un oscillateur maître basse fréquence est souvent utilisée pour obtenir des fréquences dans des plages de fréquences plus élevées. Dans ce cas, l'appareil s'avère encombrant et critique à mettre en place. De plus, à mesure que le nombre d'harmoniques augmente, l'amplitude du signal diminue. Ce problème peut être résolu beaucoup plus facilement en divisant la fréquence de l'oscillateur maître, en utilisant des éléments de technologie numérique (Fig. 6). Un diviseur de fréquence est monté sur les triggers D1, D2.1, les clés électroniques sont sur la puce D3. Selon les conditions spécifiques, l'oscillateur maître peut être lisse, à quartz, interpolé ou couvert par une boucle PLL.
Veuillez noter que les fréquences correspondant à la bande amateur des dix mètres dépassent la limite de fréquence de commutation garantie pour les déclencheurs de la série K155. Par conséquent, toutes les puces K155TM2 ne fonctionneront pas dans la première étape du diviseur. De même, toutes les puces K155LA8 ne passeront pas efficacement ces fréquences. Par conséquent, lors de la répétition de ce dispositif, il peut être nécessaire de faire correspondre D1 et D3. A titre d'exemple de dispositif de transmission radio utilisant des microcircuits numériques, on peut citer un émetteur pour "chasse aux renards" développé par R. Guev (UA6XBP) et A. Volchenko. Il a été exposé à la 28e exposition de toute l'Union des radioamateurs - concepteurs DOSAAF. Le circuit émetteur est représenté sur la fig. 7. Sa puissance de sortie est d'environ 3,5 W dans la bande 2 MHz et d'environ 28 W dans la bande 1,5 MHz. Dans la gamme de 28 MHz, le signal de l'oscillateur maître, réalisé sur le transistor V1, à travers les éléments D1.1 et D1.2 est envoyé à l'amplificateur de puissance sur le transistor V2 puis à l'antenne. Le commutateur S1, si nécessaire, comprend un générateur de tonalité (éléments D1.3. D1.4, D2.1), un signal avec une fréquence d'environ 1000 Hz à partir duquel est envoyé à la deuxième entrée de l'élément D1.1, qui en ce boîtier agit comme un modulateur d'amplitude.
Lors d'un fonctionnement dans la gamme de 3,5 MHz, le passage du signal à travers l'élément D1.1 est bloqué par un 0 logique venant par les contacts de l'interrupteur S2 à l'entrée inférieure (selon le circuit) de cet élément. Le signal de l'oscillateur maître est divisé par les déclencheurs D3.1, D3.2, D4.1 par 8 et à partir de la sortie du dernier déclencheur est envoyé à un amplificateur de puissance réalisé sur le transistor V3. La manipulation peut être effectuée à la fois à l'aide d'une clé télégraphique et d'un manipulateur automatique. La bobine L1 dans l'émetteur est réalisée sur un noyau annulaire en ferrite M30VCh (taille K12X X6X4.5). Il contient 13 spires de fil PELSHO 0,35 (sorties des 3ème et 6ème spires, en partant du haut selon le schéma). Les bobines L2-L4 sont enroulées sur un cadre d'un diamètre de 10 mm. La bobine L2 doit contenir 15 spires de fil PEV-1 0,8, L3 (enroulé sur L2) - 6 spires de PELSHO 0,35, L4 - 40 spires de PELSHO 0,15. Pour les bobines L2 et L4, les prises doivent être faites à partir d'environ un tiers des tours (en partant du haut selon le schéma). Trimmers pour bobines L2-L4 - SCR-1. Auteur : T. Krymshamkhalov (UA6XAC), Naltchik ; Publication : N. Bolchakov, rf.atnn.ru
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