Etude des modèles PSpice de radioéléments analogiques. Encyclopédie de la radioélectronique et de l'électrotechnique

Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique / microcontrôleurs

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Dans son article ("Modèles PSpice pour les programmes de simulation" dans "Radio" n°5-8 pour 2000), l'auteur a parlé des règles de construction de modèles de composants analogiques pour la modélisation de programmes basés sur le langage PSpice. L'article proposé poursuit ce sujet. Il est consacré aux méthodes d'étude de PSpice modèles et méthodes de construction de modèles de composants pour la gamme des micro-ondes. Ceci est très important, car seule l'utilisation de modèles de composants fiables permet d'obtenir des résultats de simulation adéquats.

Tôt ou tard, tout radioamateur arrive à la conclusion : avant d'installer un élément radio sur une carte lors de la fabrication d'un appareil, vous devez d'abord vérifier son bon fonctionnement. Cela protégera l'appareil contre toute panne future après la mise sous tension ou contre de longues recherches de la cause de son inopérabilité. Dans les entreprises industrielles, ils organisent à cet effet un contrôle partiel ou complet des radioéléments à l'arrivée, ce qui est beaucoup plus simple que de maintenir un personnel nombreux de régleurs d'équipements hautement qualifiés et hautement rémunérés.

L’approche devrait être similaire lors de la modélisation de circuits électroniques. Utiliser des modèles non testés fait perdre du temps à regarder des graphiques qui n’ont rien à voir avec la réalité. Dans ce cas, vous pouvez tirer une fausse conclusion sur le fonctionnement ou l'inopérabilité de l'appareil et prendre la mauvaise décision. Par conséquent, le contrôle entrant doit également être organisé ici. À l’avenir, cela s’avérera payant en termes de gain de temps et de fiabilité des résultats de modélisation.

Les sources d'approvisionnement des bibliothèques personnelles peuvent être des modèles inclus dans les bibliothèques du progiciel de modélisation utilisé, issus des bibliothèques d'autres programmes de modélisation compatibles, des modèles abondamment présentés sur Internet sur les sites des développeurs de logiciels de modélisation et des fabricants de composants électroniques, publiés dans des publications imprimées et des modèles de notre propre conception. Cependant, on ne peut que deviner leur qualité. Avant d'utiliser ces modèles, il est conseillé de les tester. C'est avec cette approche que naît la confiance dans les résultats obtenus. Il devient clair ce qui peut être et ce qui ne peut pas être.

Cet article décrit certaines méthodes de test de modèles d'éléments radio analogiques discrets, fournit des schémas de mesure et des textes de tâches de modélisation au format PSpice. Les tâches sont configurées pour des modèles spécifiques de radioéléments, dont les tests sont décrits dans l'article. Si d'autres éléments doivent être testés, les programmes doivent être modifiés. Ce n'est pas difficile. En règle générale, toutes les modifications se résument au remplacement des limites de modification des courants, des tensions, du temps d'analyse, du choix d'une charge et de la définition du mode requis du modèle de composant pour le courant continu. Si vous faites preuve de créativité, certains tests peuvent être utilisés pour développer de nouveaux tests pour d'autres modèles, notamment des macromodèles complexes.

MESURE DE RÉCUPÉRATION DE DIODES

Pour évaluer les propriétés dynamiques d'un modèle de diode, son temps de récupération inverse doit être mesuré. Faisons cela en utilisant l'exemple du modèle de diode de redressement KD212A. On sait qu'après avoir changé la polarité de la tension appliquée à une diode réelle de l'avant à l'arrière, celle-ci ne se ferme pas instantanément, mais avec un certain retard. Dans ce cas, un courant important peut traverser la diode dans le sens opposé pendant un certain temps. Pour le KD212A, selon l'ouvrage de référence [1], le temps de récupération inverse est garanti à Urev = 200 V, Irev = 2 A, pas plus de 300 ns.

Vérifions maintenant le modèle de cette diode. Créons des conditions de mesure proches de celles dans lesquelles les paramètres de la diode KD212A sont donnés dans l'ouvrage de référence. Pour ce faire, nous appliquons une impulsion de tension multipolaire d'une amplitude de 1 V au modèle de diode (Fig. 1, tableau 200) via une résistance d'une résistance de 100 Ohms.

Commençons le processus de modélisation et voyons comment le courant de la diode change (Fig. 2).

En effet, le graphique montre une pointe de courant caractéristique dans le sens opposé. Sa durée est le temps de récupération inverse. Le pic de courant à l'allumage de la diode s'explique par la recharge de sa capacité barrière. Le courant du modèle à diode est mesuré en ampères et la tension est mesurée en centaines de volts. Afin de tracer deux courbes (courant et tension) sur un graphique, la tension doit être divisée par 100 à l'aide du GPU. Il ressort des graphiques que le temps de récupération inverse est d'environ 33 ns. Les résultats correspondent à la réalité, même si le temps de récupération inverse est bien inférieur aux 300 ns évalués.

Ici, en général, le problème de l'utilisation des informations provenant d'ouvrages de référence nationaux pour construire des modèles se manifeste clairement. En règle générale, tous les paramètres spécifiés « pas plus » ou « pas moins » ne peuvent pas être utilisés pour construire des modèles mathématiques, car ils reflètent principalement le désir des développeurs de jouer la sécurité. Par conséquent, il est préférable d'essayer d'utiliser des modèles créés par des entreprises manufacturières ou d'effectuer des mesures indépendantes.

Si cette diode est utilisée, par exemple, dans un redresseur, la présence de telles émissions entraîne une augmentation du bruit de commutation. Ce problème est généralement résolu en connectant un condensateur shunt en parallèle avec la diode (Fig. 3).

Voyons ce que cela donne (Fig. 4).

Il est clair que la situation évolue, mais pas de façon spectaculaire. Bien entendu, la défaillance lors du passage à l'état direct est liée à la recharge du condensateur C1. La tâche de modélisation (Tableau 2) est composée de deux tâches superposées.

La deuxième tâche est simplement une copie de la première, à laquelle est ensuite ajouté un condensateur C1, connecté en parallèle avec la diode. C'est pratique à faire, car tous les graphiques après le calcul seront affichés simultanément.

CARACTERISTIQUES VOLT-FARAD DU MODELE VARICAP

Une autre caractéristique importante d'une diode est la dépendance de la capacité de la jonction pn sur la tension appliquée dans le sens inverse. Pour les appareils tels que les varicaps, c'est la principale dépendance. Construisons une caractéristique capacité-tension pour le modèle varicap 2V104A. Appliquons au modèle de diode (Fig. 5) une tension d'amplitude de 10 V, augmentant linéairement à une vitesse de 50 V/μs, appliquée en sens inverse. Dans ce cas, la jonction p-n sera fermée et le courant traversant la diode, en raison de la très grande résistance inverse, sera pratiquement purement capacitif et sera déterminé par l'équation ld=CdV'(t), où V'( t) est le taux d'augmentation de la tension (10 V /μs=107 V/s).

On résout cette équation pour Сd, on obtient Сd=Id/V'(t).

De là, nous obtenons la formule de la capacité de la diode: Cd \u107d Id / XNUMX.

Ou enfin, en tenant compte de la dimension, Sd (pF) \u0,1d XNUMX Id (μA).

Créons et exécutons une tâche de modélisation (Tableau 3), puis voyons comment le courant de la diode évolue au fil du temps (Fig. 6).

Le courant sera très faible, et pour le voir simultanément avec la tension, ses valeurs doivent être multipliées par le GPU par 1000. Puisque la dépendance de la tension appliquée au temps est linéaire, nous remplaçons le temps par le Axe X avec la tension source V1. Ensuite, nous divisons les valeurs de courant par 10. En conséquence, nous obtenons la caractéristique capacité-tension de la diode (Fig. 7), où le long de l'axe la valeur du courant en microampères sera numériquement égale à la capacité de la diode en picofarads. .

L'ouvrage de référence [1] indique qu'avec une tension inverse de 4 V, la capacité du varicap est comprise entre 90 et 120 pF. D'après le graphique du modèle, nous obtenons 108 pF. Et cela suggère que le modèle étudié correspond aux propriétés d'un véritable varicap dans ce paramètre.

CARACTÉRISTIQUES DE SATURATION DU MODÈLE DE TRANSISTOR BIPOLAIRE

Lors de la conception de commutateurs sans contact, il est important de connaître les caractéristiques du mode de saturation du transistor. Ces paramètres sont déterminants pour le choix d'un transistor de commutation dans les convertisseurs d'impulsions et les dispositifs de commutation de charge.

Pour qu'un tel appareil ait une grande efficacité. Le transistor de commutation doit être dans l'état complètement ouvert ou complètement fermé et passer d'un état à l'autre le plus rapidement possible. À l'état complètement ouvert, le transistor doit être saturé. La puissance dissipée par celui-ci est déterminée par le produit du courant du collecteur et de la tension de saturation de la section collecteur-émetteur à un courant de collecteur donné, plus une certaine puissance supplémentaire déterminée par le courant de base, qui est nécessaire pour maintenir le transistor dans une saturation. État. Elle est égale au produit de la tension de saturation de base et du courant de base. Parfois, la puissance supplémentaire dépensée pour piloter le transistor est assez importante. C'est un inconvénient majeur des transistors bipolaires.

Dans les ouvrages de référence, la tension de saturation est interprétée de manière ambiguë. Habituellement, il est indiqué à un certain courant de base et de collecteur, ou des graphiques de tension de saturation (Ukenas et Ubenas) sont donnés sur le courant de base à un courant de collecteur fixe, ou les dépendances d'Ukenas et d'Ubenas sur le courant de collecteur sont tracées avec une saturation. coefficient Knas = 10 pour les transistors de faible puissance (pour les transistors de forte puissance - Knas = 2).

Traçons la dépendance de la tension de saturation collecteur-émetteur et base-émetteur sur le courant de base pour le modèle d'un puissant transistor bipolaire KT838A, largement utilisé dans les alimentations secondaires pulsées, dont les paramètres dépendent en grande partie des indicateurs de qualité du transistor de commutation. L'ouvrage de référence [2] montre ses paramètres : Ubenas (à Ik=4,5 A ; Ib=2 A) - pas plus de 1,5 V ; Ukenas (à Ik=4,5 A ; Ib=2 A ; T=+25 °C) - pas plus de 1,5 V ; Ukenas (à Ik=4,5 A ; Ib=2 A ; T=-45 °C et T=+100 °C) - pas plus de 5 V.

En utilisant le schéma de mesure (Fig. 8, Tableau 4), nous calculons ces dépendances.

Les résultats obtenus (Fig. 9) ne contredisent pas les données de référence. Il est évident qu'une forte augmentation de la tension collecteur-émetteur avec une diminution du courant de base est due à la sortie du transistor du mode saturation.

Nous allons maintenant tracer la dépendance de la tension de saturation collecteur-émetteur et base-émetteur des modèles de transistors bipolaires puissants KT838A et du KT8121A2 plus moderne sur le courant du collecteur à un coefficient de saturation fixe de deux. Dans l'ouvrage de référence [2] pour le transistor KT838A, il n'y a malheureusement pas une telle caractéristique, mais il y en a pour le KT8121A2. Comparons les modèles de transistors basés sur cet indicateur.

A l'aide du circuit de mesure (Fig. 10), on prend le rapport du courant collecteur au courant de base égal à deux, en utilisant pour cela une source de courant dépendante contrôlée par le courant F1 avec un coefficient de transfert de 0,5.

Le contrôle sera le courant traversant la source de tension V1 avec une tension nulle (il s'agit d'une exigence PSpice). En faisant varier le courant source I1 dans la plage de 0,1 à 10 A (et donc le courant de base de 0,05 à 5 A), on calcule l'évolution de la tension à la base et au collecteur du transistor. Utilisons pour cela les capacités de la directive .DC.

La tâche de modélisation (tableau 5) comprend deux, connectés en série l'un après l'autre, pour les transistors KT838A et KT8121A2. Dans ce cas, les caractéristiques des deux appareils apparaîtront simultanément sur un seul écran (Fig. 11).

Il ressort clairement des graphiques que le transistor KT8121A2 a de meilleures caractéristiques en mode saturation que le KT838A. Avec un courant collecteur de 4,5 A, la tension de saturation du collecteur-émetteur KT838A est d'environ 2,1 V, et celle du KT8121A2 est d'environ 0,5 V. Ainsi, pour construire des interrupteurs puissants, il est préférable d'utiliser le transistor KT8121A2, car il dissipera moins de pouvoir.

CARACTÉRISTIQUES VOLT-AMPÈRE D'UN MODÈLE DE TRANSISTOR DE CHAMP PUISSANT

Diverses sources imprimées et Internet fournissent une abondance de tableaux d'analogues de transistors nationaux et importés. Une question assez évidente se pose : est-il possible d'utiliser des modèles analogiques en leur donnant les noms de transistors nationaux ? Dans le tableau La figure 6 montre des analogues importés de transistors à effet de champ de haute puissance. Ce tableau est intéressant car des modèles de nombreux analogues peuvent être trouvés dans les bibliothèques OrCAD-9.2. Ces transistors sont principalement utilisés dans les alimentations à découpage des téléviseurs, des magnétoscopes et des moniteurs.

L'auteur s'est intéressé au transistor KP805A car le transistor BUZ2541 de l'alimentation de son téléviseur SONY KV-E90 est tombé en panne. Essayons de comparer au moins approximativement les principaux paramètres du KP805A avec les caractéristiques des modèles analogiques importés du tableau. Le modèle de transistor MTP6N60E a été trouvé sur le site Web de tntusoft, le modèle de transistor BUZ90 a été trouvé dans la bibliothèque siemens.lib et le transistor IRFBC40 a été trouvé dans la bibliothèque pwmos.lib. Malgré le fait que les transistors soient présentés dans le tableau comme des analogues, leurs modèles sont très différents.

Les modèles de transistors MTP6N60E et BUZ90 sont représentés par des macromodèles très complexes (Fig. 12, Fig. 13), et le modèle de transistor IRFBC40 est le plus simple, construit sur la base du modèle intégré. Voyons en même temps comment cela affectera leurs paramètres.

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Tout d'abord, nous construirons une famille de caractéristiques courant-tension de sortie de modèles de ces transistors connectés dans un circuit avec une source commune (Fig. 14).

La caractéristique de sortie d'un transistor à effet de champ est la dépendance du courant de drain sur la tension de drain à une tension de grille fixe. Une famille de caractéristiques de sortie est formée en traçant des graphiques pour plusieurs valeurs de tension de grille. Créons une tâche de modélisation (Tableau 7) et lançons-la. À mesure que la tension de grille varie, la courbe change de manière caractéristique (Fig. 15 - 17), formant une famille de paramètres de sortie.

Pour tracer les caractéristiques des différents transistors, vous devez manipuler le signe « * » (astérisque) dans le programme dans les lignes de connexion des modèles de transistors. En comparant les dépendances, on peut noter que le modèle de transistor MTP6N60E a un gain plus faible (au moins deux fois) et reflète le phénomène de claquage électrique à la tension indiquée Uci max = 600 V, et dans le modèle de transistor IRFBC40 le phénomène de claquage électrique la panne n'apparaît pas. En termes de prise en compte du phénomène de claquage électrique, le premier modèle correspond davantage à la réalité. Il est cependant trop tôt pour affirmer que les modèles de ces transistors présentent des caractéristiques similaires. La seule chose qu'ils ont en commun est qu'avec le courant déclaré Ic = 6 A et la tension U3i = 10 V, leurs valeurs de tension drain-source sont approximativement égales, s'élevant à environ 6 V pour le MTP60N5,6E, et environ 40 V pour l'IRFBC5,8.

Le modèle de transistor BUZ90 de la bibliothèque siemens.lib n'est apparemment pas très réussi et est normalement calculé lorsque la tension de drain ne change que jusqu'à 100 V. Si vous étendez l'intervalle au-delà de 120 V, il n'est pas possible d'obtenir des caractéristiques de sortie normales (Fig. .17), et le processus de calcul est très long dans le temps. Et ceci malgré le fait que le modèle est inclus dans la bibliothèque propriétaire siemens.lib, fournie avec la distribution OrCAD. L’application d’un tel modèle à l’avenir pourrait entraîner des problèmes d’obtention de résultats. Il est d'usage de faire confiance aux bibliothèques propriétaires, il ne sera donc pas facile d'expliquer le comportement du périphérique simulé. Cela suggère la conclusion que tout modèle, même provenant d'une source fiable, doit être testé avant utilisation.

Traçons maintenant les caractéristiques de transition des transistors MTP6N60E, IRFBC40, BUZ90. Le schéma de mesure est présenté sur la Fig. 14, et la tâche de modélisation est dans le tableau. 8.

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Différencions ces dépendances et obtenons des graphiques des changements de pente (Fig. 18 - 20).

À un courant de 2 A, nous avons S(MTP6N60E) = 3000 mA/V ; S(IRFBC40)=2040 mA/V ; S(BUZ90)=2050mA/V. Selon l'ouvrage de référence [2], le KP805A a une pente caractéristique de 2500 mA/V. Les valeurs semblent proches. Mais ce n'est qu'à un moment donné !

Quelles conclusions peut-on en tirer ? À en juger par les caractéristiques courant-tension des modèles de transistors MTP6N60E, IRFBC40, BUZ90, il est difficile de supposer qu'il s'agit des mêmes appareils. Cependant, l'expérience réelle du remplacement lors de la réparation des équipements confirme leur interchangeabilité dans les alimentations à découpage. Quant à l'utilisation de modèles analogiques comme modèle du transistor domestique KP805A, cela ne peut pas être fait directement, car il existe une différence significative dans leurs caractéristiques courant-tension.

Les modèles de transistors MTP6N60E et IRFBC40 se sont révélés fonctionnels et, en général, reflètent les propriétés de certains transistors MOSFET de puissance typiques et conviennent à la modélisation. Ce sont leurs modèles, les plus réussis, qui pourront être utilisés à l'avenir comme prototypes pour créer des modèles de transistors à effet de champ nationaux. Le moyen le plus simple consiste à sélectionner les paramètres du modèle, suivis de tests et d'une comparaison avec les caractéristiques d'un appareil réel à partir d'un ouvrage de référence fiable. Un modèle simple du KP805A (utilisant le modèle IRFBC40 comme prototype) peut être créé à l'aide du programme PART MODEL EDITER inclus dans le package OrCAD. Et si vous prenez également en compte la panne électrique en connectant une diode, vous obtiendrez un modèle tout à fait « réalisable ».

DÉPENDANCE DE LA RÉSISTANCE DU CANAL DU MODÈLE DE TRANSISTOR DE CHAMP À LA TENSION DE GRILLE

Par analogie avec l'exemple précédent, nous construirons les caractéristiques courant-tension de sortie du transistor KP312A (Fig. 21, Tableau 9). Il ressort clairement des graphiques que les transistors à effet de champ ont une région de résistance contrôlée qui est très symétrique par rapport à zéro à faible tension de drain |Uс |<|Uс us | /2.

Les canaux des transistors à effet de champ se comportent presque comme des résistances linéaires dont la résistance dépend de la tension de grille. Si la polarité de la tension de drain est inversée, la linéarité de la résistance n'est pas affectée. Ainsi, sur un transistor à effet de champ, il est possible de réaliser une résistance variable à commande électrique fonctionnant en courant continu et alternatif. Cette propriété intéressante est souvent utilisée dans divers systèmes de contrôle automatique. Cependant, il ne faut pas oublier que pour les transistors à effet de champ avec une jonction p-n de commande, la condition |Uзi|<|Uсi |+0,5 V doit être remplie. Sinon, lorsqu'elle est exposée à une tension de drain inverse, la section de la jonction p-n de commande proche le drain sera si ouvert qu'un courant de grille avant important circulera dans le circuit de drain, violant la linéarité de la résistance. La tension directe aux bornes de la jonction pn en silicium, ne dépassant pas 0,5 V, ne crée pas de courant direct significatif.

À cet égard, la dépendance de la résistance du canal du transistor à la tension de grille est intéressante. Construisons-le. La particularité d'une telle expérience est que le graphique de la résistance du canal du transistor à effet de champ ne peut pas être affiché directement sur l'écran du post-processeur graphique PSpice, mais son équivalent électrique peut être obtenu. Pour obtenir la résistance, vous devez diviser la tension de drain par le courant de drain RDS=UD(J2)/ID(J2). Cette méthode est universelle et peut être utilisée pour mesurer la résistance dans d’autres modèles, notamment les macromodèles. Ainsi, vous aurez besoin d'un diviseur de tension avec fonction A/V et d'un convertisseur courant-tension.

Élaborons maintenant un schéma de mesure (Fig. 22). Le convertisseur courant-tension, réalisé à partir d'une source de tension contrôlée par le courant H1 (INUT), est connecté à l'entrée de mesure en parallèle à la source de tension nulle, qui est connectée au circuit de drain du transistor à effet de champ. Il s’agit d’une exigence de PSpice lors de la mesure du courant. En modifiant la tension à la grille (source de tension V1) et en réglant différentes valeurs de tension au drain (source de tension V3), nous obtenons la famille correspondante de caractéristiques de résistance de canal du transistor à effet de champ KP312A (sortie du A/ diviseur de tension V).

Lors de l'élaboration d'une tâche de modélisation (Tableau 10), nous concevrons le diviseur (Fig. 23) comme un macromodèle distinct .SUBCKT DIVIDE A B A/B, où A et B sont les entrées du diviseur ; A/B est sa sortie. Cela permettra au diviseur d’être réutilisé dans diverses expériences à l’avenir.

Nous mesurerons la résistance en mode d'analyse transitoire selon la directive .TRAN. Dans ce cas, la tension de la source V1 et, par conséquent, le courant de drain du transistor augmenteront proportionnellement au temps. La tension de drain selon la directive .STEP V3 LIST -0.5 0.5 1 1.5 2 changera selon la liste qui y est spécifiée dans la région de résistance contrôlée (voir Fig. 21).

On applique la tension de drain à l'entrée A du diviseur, et la tension de la sortie de l'IUT, proportionnelle au courant de drain, à l'entrée B. A la sortie du diviseur on obtient une tension proportionnelle à la résistance du transistor à effet de champ canal. Dans ce cas, la tension en volts correspond à la résistance en ohms, et en kilovolts correspond à la résistance en kiloohms.

En exécutant la tâche de modélisation, nous obtenons la famille de caractéristiques requise (Fig. 24).

Les graphiques montrent que la résistance du canal augmente à mesure que la tension de grille se rapproche de la tension de coupure, qui pour ce modèle est de -5 V. Et cela est compréhensible, car le transistor s'éteint. Dans la plage de 0 à -1,5 V, une section relativement linéaire de changement de résistance peut être identifiée. La tension de drain affecte également la résistance du canal ; à mesure que la tension de drain augmente, elle augmente. Ceci est en bon accord avec les caractéristiques théoriques et pratiques des transistors à effet de champ [3, 4]. Dans certains ouvrages de référence, au lieu de graphiques de résistance, les dépendances de conductivité sont indiquées. Évidemment, si nous échangeons les entrées A et B du diviseur, nous obtiendrons des graphiques de conductivité.

DÉPENDANCE DE LA RÉSISTANCE DU CANAL DU MODÈLE DE TRANSISTOR FIELD-FIETD SUR LE COURANT DE DRAIN

En utilisant l’expérience précédente, nous tracerons la dépendance de la résistance du canal du modèle de transistor à effet de champ sur le courant de drain. Élaborons un schéma de mesure approprié (Fig. 25). Ici tout est comme dans le cas précédent, seulement nous inclurons une source de courant I1 croissant linéairement dans le circuit de drain.

Les mesures de résistance sont effectuées en mode analyse transitoire selon la directive .TRAN. Dans ce cas, le courant de la source de courant I1 et, par conséquent, le courant de drain du transistor à effet de champ augmenteront proportionnellement au temps. Bien entendu, la tension de drain changera également. Appliquons la tension de drain à l'entrée A du diviseur, et la tension de la sortie de l'INUT, proportionnelle au courant de drain, à l'entrée B. A la sortie du diviseur on obtient une tension proportionnelle à la résistance du champ- canal de transistor à effet. La tension en volts correspond à la résistance en ohms, et en kilovolts correspond à la résistance en kiloohms.

Après avoir lancé la tâche de modélisation (Tableau 11), nous obtenons des courbes (Fig. 26) - c'est le résultat souhaité.

Les graphiques montrent qu'avec l'augmentation de la tension de fermeture à la grille du transistor à effet de champ, la résistance du canal augmente, évidemment, c'est ainsi que cela devrait être. De plus, dans la plage de tension de grille de 0 à -0,5 V, elle est pratiquement indépendante de la tension de drain, ainsi le canal du transistor à effet de champ dans de telles conditions se comporte comme une résistance linéaire.

CARACTÉRISTIQUES DE BRUIT DU TRANSISTOR DE CHAMP

Lors de la conception de dispositifs d'amplification, il est important de prendre en compte les propriétés de bruit des composants, car après amplification, il est nécessaire d'obtenir un bon rapport signal/bruit. On sait que la principale contribution au bruit provient des éléments actifs. Le bruit du dispositif d'amplification sera faible si le dispositif actif le moins bruyant est installé dans le premier étage. Les transistors à effet de champ sont souvent utilisés à ces fins.

Le bruit intrinsèque d'un transistor à effet de champ peut être divisé en bruit thermique, excédentaire et de grenaille. Le bruit thermique est provoqué par le mouvement chaotique des porteurs de charge, créant des fluctuations de courant et de tension. Aux fréquences moyennes de fonctionnement du transistor à effet de champ, cette source de bruit est la principale.

L'excès de bruit (ou bruit 1/f) domine aux basses fréquences et augmente en intensité approximativement inversement avec la fréquence. La source de ce bruit provient de changements locaux arbitraires dans les propriétés électriques des matériaux et de leurs états de surface. Cela dépend en grande partie de la perfection de la technologie et de la qualité des matières premières, mais il ne peut en principe pas être complètement éliminé. Dans les transistors à effet de champ modernes dotés d'une jonction p-n de contrôle, le bruit excessif ne dépasse le bruit thermique qu'à des fréquences inférieures à 100 Hz ; dans les transistors MOS, il est plus intense et commence à se manifester sensiblement à des fréquences inférieures à 1 ... 5 MHz.

Le bruit de tir est généré par le courant de fuite de la grille. Dans les transistors à effet de champ, elle est relativement faible, elle n'est donc généralement pas prise en compte, mais à hautes fréquences, lorsque la capacité de grille commence à jouer un rôle important, elle peut être perceptible.

Donnons un exemple de comparaison des propriétés de bruit des modèles de transistors à effet de champ avec une jonction pn de contrôle : J2N3824 japonais et KP312A domestique. Dans le circuit de mesure (Fig. 27), le transistor est connecté à une source commune et fonctionne sur une charge avec une résistance de 1 kOhm.

En utilisant les capacités des directives .AC et .NOISE, nous élaborerons une tâche de modélisation (Tableau 12), à l'aide de laquelle nous calculerons la densité spectrale de la tension de bruit de sortie Su out(f), V2/Hz.

D'après les graphiques (Fig. 28), il est clair que les transistors ont des propriétés de bruit similaires. Par conséquent, de ce point de vue, le transistor KP312A remplace complètement le J2N3824.

Lors du calcul du niveau de bruit interne, les noms des variables de sortie ont la forme standard :

• INOISE - niveau équivalent de tension ou de courant de bruit à l'entrée, égal à (Sin eq(f))1/2 ;
• ONOISE - niveau de tension de bruit à la sortie, égal à (Su out(a))1/2 ;
• DB(INOISE) - niveau équivalent de tension ou de courant de bruit à l'entrée en décibels ;
• DB(ONOISE) - niveau de tension de bruit de sortie en décibels.

Dans Probe, la racine carrée de la tension de bruit interne et de la densité spectrale de courant est affichée sous la forme V(INOISE), I(INOISE), V(ONOISE).

Afin de tracer les deux courbes sur un graphique, le moyen le plus simple consiste à placer deux tâches l'une après l'autre dans une tâche de modélisation en les copiant simplement via un tampon et en insérant le nom du modèle qui vous intéresse dans chaque partie.

CARACTERISTIQUES DE SORTIE VOLT-AMPERE DU BSIT

Les MOSFET ont des caractéristiques quasi idéales pour un commutateur, pour lequel ils sont largement utilisés. Cependant, dans les dispositifs de conversion de puissance modernes, les exigences relatives aux commutateurs sont très strictes. Ils doivent fonctionner à des fréquences élevées, à des courants élevés et être économiques. Le principal inconvénient des MOSFET est la tension drain-source admissible relativement faible. De plus, la résistance d'un transistor ouvert augmente proportionnellement au carré de cette tension. Les meilleurs exemples de transistors à effet de champ haute tension puissants ont une tension de saturation à un courant nominal de plusieurs volts ; ils dissipent donc plus de puissance. À cet égard, les transistors bipolaires sont nettement supérieurs aux transistors à effet de champ.

Bien entendu, l’idée est née de combiner les propriétés de ces appareils dans un seul boîtier. En conséquence, un transistor bipolaire à commande MOS a été créé, appelé IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor). Dans la littérature nationale, on l'appelle BSIT - transistor bipolaire à induction statique.

Structurellement, le BSIT est un transistor bipolaire contrôlé par un transistor MOS basse tension (Fig. 29). Le résultat est un dispositif qui combine les avantages des transistors à effet de champ et bipolaires. Les BSIT n'ont pratiquement pas de courant d'entrée et ont d'excellentes caractéristiques dynamiques jusqu'à des fréquences de 20...50 kHz. Les pertes y augmentent proportionnellement au courant, et non au carré du courant, comme dans le cas des transistors à effet de champ. La tension maximale sur le collecteur BSIT n'est limitée que par une panne technologique.

Aujourd'hui, ils produisent du BSIT avec une tension nominale de 2000 2 V ou plus. Au courant nominal, leur tension de saturation ne dépasse pas 3...13 V. Dans le tableau. 384 montre les caractéristiques électriques de certains transistors BSIT courants, et à titre de comparaison, la dernière ligne montre les paramètres du puissant transistor à effet de champ BUZXNUMX.

Construisons une famille de caractéristiques de sortie des modèles du transistor bipolaire à induction statique APT30GT60 et du puissant transistor à effet de champ BUZ384 :

En figue. 30, 31 montrent des schémas de mesure et un tableau. 14, 15 montre le texte de la tâche de modélisation. La tension de grille des transistors est un paramètre qui forme la famille des caractéristiques courant-tension. Elle varie dans la plage de 4,5 à 6 V par pas de 0,5 V et la tension au collecteur (et, par conséquent, au drain) est comprise dans la plage de 0 à 50 V.

En conséquence, nous obtenons les caractéristiques de sortie du modèle APT30GT60 BSIT (Fig. 32) et du modèle de transistor à effet de champ BUZ384 (Fig. 33).

Les graphiques montrent que les modèles reflètent réellement les propriétés de dispositifs réels et démontrent la supériorité des BSIT sur les transistors à effet de champ lorsque les deux dispositifs fonctionnent en mode commutation. Ainsi, à un courant de 10 A, la tension de saturation pour l'APT30GT60 BSIT est d'environ 2,4 V et pour le transistor à effet de champ BUZ384 - 5,6 V. Les valeurs diffèrent d'environ 2,3 fois, respectivement, à l'état ouvert à un courant de 10 A, le transistor APT30GT60 dissipera 2,3 fois moins de puissance.

CARACTÉRISTIQUES DE COMMUTATION DU BSIT

Souvent, des transistors bipolaires induits statiquement sont utilisés pour fonctionner en modes de commutation. Vérifions (Fig. 34) comment cela fonctionne avec une charge inductive.

Nous appliquerons une impulsion trapézoïdale avec un front raide et une légère baisse à l’entrée. La tâche de modélisation est donnée dans le tableau. 16, et les résultats sont présentés sur la Fig. 35.

Les graphiques résultants confirment une fois de plus qu'un transistor fonctionnant avec une charge inductive doit être sélectionné avec une marge de tension.

CRÉATION DE MODÈLES MICRO-ONDES DE COMPOSANTS

Les modèles PSpice de composants électroniques peuvent être divisés en statiques et dynamiques, basse fréquence et haute fréquence, pour les petits et grands signaux. Une telle classification permet d'organiser une série hiérarchique de modèles qui diffèrent par leurs coûts de calcul et permettent le passage d'un modèle à un autre au cours du processus de modélisation. De toute évidence, le modèle le plus précis et le plus universel de cette série est le modèle dynamique haute fréquence d'un signal important.

Les modèles dynamiques d'un signal important sont décrits par des équations non linéaires et nécessitent un temps de calcul accru lors des calculs. Dans PSpice, ces modèles sont principalement utilisés pour calculer les modes DC et analyser les processus transitoires.

Les modèles pour les petits signaux sont beaucoup plus simples. Ils sont décrits par des équations linéaires. Ils sont généralement utilisés dans les calculs sous l'influence de petits incréments de signal, lorsque la caractéristique I-V de l'appareil peut être considérée comme linéaire au voisinage du point de fonctionnement. Dans PSpice, ces modèles sont utilisés pour les calculs dans le domaine fréquentiel, ainsi que pour les fonctions de sensibilité et de transfert CC aux petits signaux.

Modèles PSpice intégrés de composants passifs et actifs - modèles dynamiques à grand signal. Ils sont valables pour des fréquences peu élevées. Cependant, les radioamateurs maîtrisent depuis longtemps la gamme des micro-ondes, il est donc tout à fait logique d'apprendre à créer des modèles de composants discrets qui « fonctionnent » à des fréquences plus élevées - des modèles dynamiques haute fréquence d'un signal important.

Les calculs aux fréquences supérieures à 100 MHz nécessitent de prendre en compte différents effets parasites (inductance du fil, capacité broche à broche, etc.). Pour les résistances discrètes à faible résistance, la première chose à considérer est l'inductance des fils. En première approximation, il peut être calculé à l'aide de la formule Lв=2h[In(4h/d)-0,75], où h et d sont respectivement la longueur et le diamètre du fil en cm, Lв est l'inductance du plomb, en nH. Souvent, dans les calculs, on suppose que l'inductance linéaire des câbles est approximativement égale à 1 nH/mm. Aux fréquences supérieures à 200 MHz, la réactance inductive des broches est supérieure à 10 ohms, ce qui peut être important si la valeur nominale de la résistance est faible. Pour les résistances à haute résistance, la capacité inter-bornes St a une influence sérieuse sur les paramètres. Le modèle haute fréquence complet d'une résistance discrète est illustré à la Fig. 36.

Dans les résistances à film des circuits hybrides et dans les résistances de diffusion des circuits intégrés à haute fréquence, les capacités parasites doivent être prises en compte. Si une résistance de diffusion est isolée par une jonction pn, il s'agit de la capacité non linéaire de la jonction isolante. Dans ce cas, à des températures élevées, il peut également être nécessaire de prendre en compte le courant de jonction inverse. Enfin, dans certains cas, les propriétés rectificatrices de la jonction doivent également être prises en compte, si à certains moments elle peut s'ouvrir.

À proprement parler, aux hautes fréquences, la résistance se comporte comme une ligne RC distribuée. Cependant, il n'est guère conseillé d'utiliser des modèles de lignes longues à plusieurs sections. Un très bon modèle est un modèle concentré en forme de U (Fig. 37, 38). Ici C est la capacité d’isolation totale. Il est divisé en deux condensateurs de demi-capacité. Les diodes D1 et D2 sont identiques. La surface de chacun d'eux est égale à la moitié de la surface de la jonction pn isolante. P - sortie du substrat.

Dans les modèles haute fréquence de condensateurs discrets, il convient de prendre en compte la résistance de perte r et l'inductance des fils Le, et dans certains cas, lorsque le condensateur est utilisé dans des circuits de synchronisation, également la résistance de fuite Ry (Fig. 39) Dans les circuits intégrés, les condensateurs sont généralement mis en œuvre avec des jonctions p-n polarisées en inverse. Lors de leur modélisation, des modèles à diodes doivent être utilisés.

Dans le modèle haute fréquence d'un inducteur discret, il est nécessaire de prendre en compte la résistance active de l'enroulement r et la capacité interspire Cv (Fig. 40).

Les modèles à transistors intégrés sont généralement valables jusqu'à des fréquences de 30...100 MHz. En figue. La figure 41 montre le circuit équivalent d'un modèle haute fréquence non linéaire d'un transistor bipolaire. Ici, C1-C3, R1-R3 sont la capacité équivalente et la résistance de fuite entre les bornes du transistor. Ces éléments ne sont inclus que si le transistor est logé dans un boîtier. LE0, LC0, LB0 - inductance équivalente des bornes, respectivement, de l'émetteur, du collecteur et de la base. Ils sont calculés à l'aide de la formule ci-dessus pour calculer l'inductance de sortie d'une résistance discrète.

À des fréquences de plusieurs centaines de mégahertz, il faut toujours prendre en compte au moins l'inductance LE0, car à courant élevé, la résistance d'émetteur du transistor est à peu près la même, voire inférieure.

LE et LB, qui composent les unités nano-henry, sont l'inductance des conducteurs internes reliant l'émetteur et la base aux bornes externes. CCE et CCB - capacité interne entre les plages de contact, respectivement, de l'émetteur et de la base et du contact collecteur.

De tels circuits équivalents, qui prennent en compte les effets haute fréquence, sont conçus comme un macromodèle et sont utilisés à la place des modèles de composants conventionnels. Je crois que les lecteurs qui connaissent l'article «Modèles Pspice pour programmes de modélisation» dans «Radio» n ° 5-8, 2000 n'auront aucune difficulté à rédiger eux-mêmes des textes de macromodèles de tels composants. Dans le tableau La figure 17 montre à titre d'exemple un macromodèle du transistor hyperfréquence NE68135 de CEL, valable jusqu'à une fréquence d'environ 5 GHz.

littérature

1. Semi-conducteurs : Diodes. Annuaire. Éd. N. N. Goryunova. - M. : Energoatomizdat, 1985.
2. Dispositifs semi-conducteurs : Transistors de moyenne et haute puissance. Annuaire. Éd. A.V. Golomedova. - M. : Radio et communication, 1989.
3. Ignatov A. N. Transistors à effet de champ et leur application. - M. : Radio et communication, 1984.
4. Transistors à effet de champ Lobachev LN. - M. : Radio et communication, 1984.

Auteur : O. Petrakov, Moscou

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