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ENCYCLOPÉDIE DE LA RADIOÉLECTRONIQUE ET DU GÉNIE ÉLECTRIQUE Détecteur de métaux à induction à simple bobine. Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique
Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique / détecteurs de métaux Le détecteur de métaux de type induction proposé est universel. Son capteur est de conception simple et peut être fabriqué avec un diamètre de 0,1 ... 1 M. Environ proportionnellement au diamètre, la taille des objets détectés et la distance à laquelle le détecteur de métaux détecte ces objets changeront. Pour un capteur standard de diamètre 180 mm, la profondeur de détection est de :
L'appareil est équipé d'un simple discriminateur qui permet de filtrer les signaux des petits objets en fer, si ces derniers ne présentent pas d'intérêt pour la recherche. Schéma structurel Le schéma fonctionnel est illustré à la fig. 14. Il se compose de plusieurs blocs fonctionnels.
L'oscillateur à quartz est une source d'impulsions rectangulaires, à partir desquelles un signal est ensuite formé qui entre dans la bobine du capteur. Le signal de l'oscillateur est divisé en fréquence par 4 à l'aide d'un compteur en anneau sur des bascules. Selon le circuit en anneau, le compteur est conçu pour que deux signaux F1 et F2 puissent être générés à ses sorties, décalés l'un par rapport à l'autre en phase de 90°, ce qui est nécessaire pour construire un circuit discriminateur. Un signal rectangulaire (méandre) est envoyé à l'entrée du premier intégrateur, dont la sortie est une tension en dents de scie linéaire par morceaux. Le deuxième intégrateur produit un signal à partir de la "scie", qui a une forme très proche d'une forme sinusoïdale et consiste en des demi-ondes de forme parabolique. Ce signal d'amplitude stable est transmis à l'amplificateur de puissance, qui est un convertisseur tension-courant chargé sur la bobine du capteur. La tension du capteur n'est plus stable en amplitude, car elle dépend du signal réfléchi par les objets métalliques. La valeur absolue de cette instabilité est très faible. Pour l'augmenter, c'est-à-dire pour mettre en évidence le signal utile, le circuit de compensation soustrait la tension de sortie du deuxième intégrateur de la tension sur la bobine du capteur. Ici, de nombreux détails de la construction de l'amplificateur de puissance, du circuit de compensation et de la méthode d'activation de la bobine du capteur sont délibérément omis, ce qui rend cette description plus facile à comprendre le principe de fonctionnement de l'appareil, bien que pas tout à fait correct. Pour plus de détails, voir la description du schéma de circuit. A partir du circuit de compensation, le signal utile est envoyé à l'amplificateur de réception, où il est amplifié par la tension. Les détecteurs synchrones convertissent le signal utile en tensions variant lentement, dont les valeurs et la polarité dépendent du déphasage du signal réfléchi par rapport au signal de tension de la bobine du capteur. En d'autres termes, les signaux de sortie des détecteurs synchrones ne sont rien d'autre que les composantes du développement orthogonal du vecteur du signal utile réfléchi en fonction de la base vectorielle des harmoniques fondamentaux des signaux de référence F1 et F2. Une partie du signal inutile, qui n'est pas compensée par le circuit de compensation du fait de son imperfection, pénètre inévitablement dans l'amplificateur de réception. Aux sorties des détecteurs synchrones, cette partie du signal est convertie en composantes continues. Les filtres passe-haut (HPF) coupent les composants constants inutiles, laissant passer et amplifiant uniquement les composants changeants des signaux associés au mouvement du capteur par rapport aux objets métalliques. Le discriminateur génère un signal de commande pour démarrer le formateur de signal sonore uniquement avec une certaine combinaison de polarités de signal à la sortie du filtre, ce qui élimine l'indication sonore des petits objets en fer, de la rouille et de certains minéraux Diagramme schématique Le schéma de principe du détecteur de métaux à induction développé par l'auteur est illustré à la Fig. 15 - la partie d'entrée, fig. 16 - détecteurs et filtres synchrones, fig. 17 - discriminateur et formateur de signal sonore, fig. 18 est un schéma des connexions externes. Oscillateur à cristal (Fig. 15) L'oscillateur à cristal est monté sur des onduleurs D1.1-D1.3. La fréquence de l'oscillateur est stabilisée par un résonateur à quartz ou piézocéramique Q avec une fréquence de résonance de 215 Hz - 32 kHz ("horloge à quartz"). Le circuit R1C2 empêche l'excitation du générateur aux harmoniques supérieures. A travers la résistance R2, le circuit OOS est fermé, à travers le résonateur Q, le circuit POS est fermé. Le générateur se caractérise par sa simplicité, sa faible consommation de courant, son fonctionnement fiable à une tension d'alimentation de 3 ... 15 V, ne contient pas d'éléments accordés et de résistances à résistance trop élevée. La fréquence de sortie du générateur est d'environ 32 kHz.
compteur de bagues (Fig. 15) Le compteur de sonneries a deux fonctions. Tout d'abord, il divise la fréquence de l'oscillateur par 4, jusqu'à une fréquence typique de 8 kHz pour de tels appareils. D'autre part, il génère deux signaux de référence pour détecteurs synchrones, décalés l'un par rapport à l'autre de 90° en phase. Le compteur en anneau est constitué de deux bascules D D2.1 et D2.2 fermées en anneau avec inversion du signal le long de l'anneau, le signal d'horloge étant commun aux deux bascules. Tout signal de sortie du premier trigger D2.1 présente un déphasage de plus ou moins un quart de période (soit 90°) par rapport à tout signal de sortie du second trigger D2.2. Intégrateurs (Fig. 15) Les intégrateurs sont réalisés sur les OS D3.1 et D3.2. Leurs constantes de temps sont déterminées par les circuits R3C6 et R5C9. Le mode DC est supporté par les résistances R4, R6. Les condensateurs de séparation C5, C8 empêchent l'accumulation d'erreur statique, ce qui peut faire sortir les intégrateurs du mode en raison de leur gain continu élevé. Les valeurs nominales des éléments inclus dans les circuits intégrateurs sont choisies de manière à ce que le déphasage total des deux intégrateurs à une fréquence de fonctionnement de 8 kHz soit exactement de 180 °, en tenant compte à la fois des circuits RC principaux et en tenant compte de l'influence des circuits de séparation et de la vitesse finale de l'amplificateur opérationnel avec la correction sélectionnée. Les circuits de correction des amplis op des intégrateurs sont standard et se composent de condensateurs de 33 pF. Amplificateur (fig.15) L'amplificateur de puissance est assemblé sur un amplificateur opérationnel D4.2 avec retour de tension parallèle. Un élément de réglage de courant à compensation thermique, composé des résistances R72, R78 et de la thermistance R73 (voir Fig. 18), est connecté entre la sortie du deuxième intégrateur et l'entrée inverseuse de l'amplificateur opérationnel D4.2. La charge de l'amplificateur, qui est également un élément de l'OOS, est un circuit oscillant composé d'une bobine de capteur L1 et d'un condensateur C61. Dans la numérotation des résistances et des condensateurs dans les schémas de la fig. 15-18 certaines positions sont omises, que I est associé à de nombreuses modifications du circuit du détecteur de métaux à induction et ce n'est pas une erreur. Le circuit oscillant est accordé en résonance au quart de la fréquence du résonateur à quartz de l'oscillateur maître, c'est-à-dire à la fréquence du signal qui lui est appliqué. Le module d'impédance du circuit oscillant à la fréquence de résonance est d'environ 4 kOhm. Les paramètres de la bobine du capteur L1 sont les suivants : le nombre de tours est de 100, la marque du fil est PEL, PEV, PELSHO 0,2 ... 0,5, le diamètre moyen et le diamètre du mandrin d'enroulement sont de 165 mm. La bobine a un écran en feuille d'aluminium connecté au bus commun de l'instrument. Pour éviter la formation d'une spire en court-circuit, une petite partie, environ 1 cm, de la circonférence de l'enroulement de la bobine est libre de l'écran. Les éléments capteurs R72, R73, R78, L1, C61 sont choisis pour que : premièrement, ils soient de valeur égale à la tension à l'entrée et à la sortie de l'amplificateur de puissance. Pour ce faire, il faut que la résistance du circuit R72, R73, R78 soit égale au module d'impédance du circuit oscillant L1, C61 à une fréquence de résonance de 8 kHz, ou plutôt 8192 Hz. Ce module de résistance est, comme déjà mentionné, d'environ 4 kOhm et sa valeur doit être spécifiée pour un capteur particulier. Deuxièmement, le coefficient de température de résistance (TCR) du circuit R71-R73 doit correspondre en amplitude et en signe avec le TCR du module d'impédance du circuit oscillant L1, C61 à la fréquence de résonance, ce qui est obtenu: approximativement - en choisissant la valeur de la thermistance R73, et exactement - en choisissant le rapport R72-R78 et est réalisé expérimentalement lors du réglage. L'instabilité de température du circuit oscillant est liée à l'instabilité, tout d'abord, de la résistance ohmique du fil de cuivre de la bobine. Avec une augmentation de la température, cette résistance augmente, ce qui augmente les pertes dans le circuit et réduit son facteur de qualité. Par conséquent, le module de son impédance à la fréquence de résonance diminue. La résistance R18 ne joue pas un rôle fondamental dans le circuit et sert à maintenir l'ampli-op D4.2 en mode lorsque la contrepartie du connecteur X1 est désactivée. Le circuit de correction d'ampli op D4.2 est standard et se compose d'un condensateur de 33 pF. Régime de compensation (Fig. 15) Les principaux éléments du circuit de compensation qui mettent en œuvre la soustraction de la tension de sortie du deuxième intégrateur de la tension de la bobine du capteur sont les résistances R15, R17 avec la même valeur de résistance. A partir de leur point de connexion commun, le signal utile est envoyé à l'amplificateur de réception. Les éléments supplémentaires, grâce auxquels le réglage manuel et le réglage de l'appareil sont réalisés, sont les potentiomètres R74, R75 (Fig. 18). A partir de ces potentiomètres, il est possible de prélever un signal situé dans la plage [-1, +1] du signal de tension du capteur (ou du signal de sortie du deuxième intégrateur, qui lui est presque égal en amplitude). En ajustant ces potentiomètres, le signal minimum à l'entrée de l'amplificateur de réception et les signaux nuls aux sorties des détecteurs synchrones sont obtenus. À travers la résistance R16, une partie du signal de sortie d'un potentiomètre est mélangée directement dans le circuit de compensation, et en utilisant les éléments R11-R14, C14-C16 - avec un décalage de 90 ° par rapport à la sortie d'un autre potentiomètre. L'amplificateur opérationnel D4.1 est la base du compensateur des harmoniques supérieures du circuit de compensation. Il met en oeuvre un double intégrateur avec inversion dont les constantes de temps sont fixées par le circuit de retour de tension parallèle R7C12 commun à l'intégrateur, ainsi que le condensateur C16 avec toutes les résistances qui l'entourent. Un méandre de fréquence 8 kHz est fourni à l'entrée du double intégrateur à partir de la sortie de l'élément D1.5. Grâce aux résistances R8, R10, l'harmonique principal est soustrait du méandre. La résistance totale de ces résistances est d'environ 10 kOhm et est sélectionnée expérimentalement lors du réglage du signal minimum à la sortie de l'ampli-op D4.1. Les harmoniques supérieures restant à la sortie du double intégrateur entrent dans le circuit de compensation avec la même amplitude que les harmoniques supérieures qui pénètrent à travers les intégrateurs principaux. Le rapport de phase est tel qu'à l'entrée de l'amplificateur de réception, les harmoniques supérieures de ces deux sources sont pratiquement compensées. La sortie de l'amplificateur de puissance n'est pas une source supplémentaire d'harmoniques supérieures, car le facteur de qualité élevé du circuit oscillant (environ 30) fournit un degré élevé de suppression des harmoniques supérieures. Les harmoniques supérieures, en première approximation, n'affectent pas le fonctionnement normal de l'appareil, même si elles sont plusieurs fois supérieures au signal réfléchi utile. Cependant, ils doivent être réduits pour que l'amplificateur de réception ne tombe pas en mode écrêtage lorsque les sommets du "cocktail" à partir des harmoniques supérieures à sa sortie, elles commencent à être coupées en raison de la valeur finie de la tension d'alimentation de l'ampli-op. Une telle transition de l'amplificateur vers le mode non linéaire réduit fortement le gain du signal utile. Les éléments D1.4 et D1.5 empêchent la formation d'un anneau PIC parasite à travers la résistance R7 en raison de la valeur non nulle de la sortie co- | résistance de sortie de déclenchement D2.1. Une tentative de connexion directe de la résistance R7 à la bascule entraîne une auto-excitation du circuit de compensation à basse fréquence. Le circuit de correction d'ampli op D4.2 est standard et se compose d'un condensateur de 33 pF. Amplificateur de réception (Fig. 15) L'amplificateur de réception est à deux étages. Son premier étage est réalisé sur l'ampli-op D5.1 avec retour de tension parallèle. Le gain utile du signal est : Ku = - R19/R17 = -5. La deuxième cascade est réalisée sur l'ampli op D5.2 avec retour de tension série. Coefficient de gain Ku = R21/R22 + 1 = 6. Les constantes de temps des circuits de séparation sont choisies de telle sorte qu'à la fréquence de fonctionnement, le déphasage qu'elles créent compense le retard du signal dû à la vitesse finie de l'amplificateur opérationnel. Les circuits de correction d'amplificateur opérationnel D5.1 et D5.2 sont standard et se composent de condensateurs de 33 pF.
Détecteurs synchrones (Fig. 16) Les détecteurs synchrones sont du même type et ont des circuits identiques, donc un seul d'entre eux, celui du haut dans le circuit, sera considéré. Le détecteur synchrone se compose d'un modulateur équilibré, d'un circuit intégrateur et d'un amplificateur à signal constant (CCA). Le modulateur équilibré est réalisé à partir d'un ensemble intégré de commutateurs analogiques D6.1 sur des transistors à effet de champ. Avec une fréquence de 8 kHz, des commutateurs analogiques ferment alternativement les sorties du "triangle" du circuit intégrateur, composé des résistances R23 et R24 et du condensateur C23, à un bus commun. Le signal de fréquence de référence est transmis au modulateur équilibré à partir de l'une des sorties du compteur en anneau. Ce signal est le signal de commande des commutateurs analogiques. Le signal à l'entrée du "triangle" du circuit intégrateur est envoyé à travers le condensateur de découplage C21 depuis la sortie de l'amplificateur de réception. Constante de temps du circuit intégrateur t = -R23*C23 = R24*C23. Plus de détails sur le schéma de détecteur synchrone peuvent être trouvés dans la Sect. 2.1. L'onduleur OA D7 dispose d'un circuit de correction standard, composé d'un condensateur d'une capacité de 33 pF pour le type OA K140UD1408. Dans le cas de l'utilisation d'un amplificateur opérationnel de type K140UD12 (avec correction interne), un condensateur de correction n'est pas nécessaire, mais une résistance de réglage de courant supplémentaire R68 est nécessaire (représentée en pointillé). filtres (Fig. 16) Les filtres sont du même type et ont des circuits identiques, donc un seul d'entre eux, celui du haut dans le circuit, sera considéré. Comme mentionné ci-dessus, le type de filtre fait référence au HPF. De plus, le rôle d'amplification supplémentaire du signal redressé par le détecteur synchrone lui est attribué dans le circuit. Lors de la mise en oeuvre de ce type de filtres dans des détecteurs de métaux, un problème spécifique se pose. Son essence est la suivante. Les signaux utiles provenant des sorties des détecteurs synchrones sont relativement lents, de sorte que la fréquence de coupure inférieure du HPF est généralement comprise entre 2 et 10 Hz. La plage dynamique des signaux en amplitude est très large, elle peut atteindre 60 dB à l'entrée du filtre. Cela signifie que le filtre fonctionnera très souvent dans un mode crête à crête non linéaire. La sortie du mode non linéaire après exposition à des surcharges d'amplitude aussi importantes pour un filtre passe-haut linéaire peut prendre des dizaines de secondes (ainsi que le temps de préparation de l'appareil après la mise sous tension), ce qui rend les circuits de filtrage les plus simples inadaptés à la pratique. Pour résoudre ce problème, ils recourent à toutes sortes d'astuces. Le plus souvent, le filtre est divisé en trois ou quatre étages avec un gain relativement faible et une répartition plus ou moins uniforme des chaînes de synchronisation sur les étages. Cette solution accélère la sortie de l'appareil en mode normal après des surcharges. Cependant, sa mise en œuvre nécessite un grand nombre d'OS. Dans le schéma proposé, le HPF est à un seul étage. Pour réduire les conséquences des surcharges, il est rendu non linéaire. Sa constante de temps pour les grands signaux est environ 60 fois inférieure à celle des signaux de faible amplitude. Schématiquement, le HPF est un amplificateur de tension sur l'ampli-op D9.1, couvert par le circuit OOS via l'intégrateur sur l'ampli-op D10. Pour un petit signal, les propriétés de fréquence et de temps du HPF sont déterminées par un diviseur de résistances R45, R47, la constante de temps de l'intégrateur R43 C35 et le gain de l'amplificateur de tension sur l'amplificateur opérationnel D9.1. Avec une augmentation de la tension de sortie du HPF après un certain seuil, l'influence de la chaîne de diodes VD1-VD4 commence à affecter, qui sont la principale source de non-linéarité. Le circuit spécifié shunte la résistance R45 sur les grands signaux, augmentant ainsi la profondeur de l'OOS dans le HPF et réduisant la constante de temps du HPF. Le gain de signal utile est d'environ 200. Pour supprimer les interférences haute fréquence, le circuit de filtrage comporte un condensateur C31. L'amplificateur de tension ampli op D9.1 a un circuit de correction standard composé d'un condensateur de 33 pF. L'ampli op de l'intégrateur D10 possède un circuit de correction constitué d'un condensateur de 33 pF pour l'ampli op de type K140UD1408. Dans le cas de l'utilisation d'un amplificateur opérationnel de type K140UD12 (avec correction interne), un condensateur de correction n'est pas nécessaire, mais une résistance de réglage de courant supplémentaire R70 est requise (indiquée en pointillé).
Discriminateur (Fig. 17) Le discriminateur se compose de comparateurs sur l'amplificateur opérationnel D12.1, D12.2 et de vibrateurs simples sur les bascules D13.1, D13.2. Lorsqu'un capteur détecteur de métaux passe au-dessus d'un objet métallique, un signal utile apparaît aux sorties du filtre sous la forme de deux alternances de tension de polarité opposée, se succédant simultanément sur chaque sortie. Pour les petits objets en fer, les signaux aux sorties des deux filtres seront en phase: la tension de sortie "basculera" d'abord vers le moins, puis vers le plus, et reviendra à zéro. Pour les métaux non ferromagnétiques et les gros objets en fer, la réponse sera différente: la tension de sortie du premier (supérieure selon le circuit de filtrage) "basculera" d'abord vers le moins, puis vers le plus. La réaction à la sortie du second filtre sera l'inverse : la tension de sortie va « basculer » d'abord en plus puis en moins. Les impulsions de sortie des comparateurs font fonctionner l'un des vibrateurs individuels sur les déclencheurs D13.1, D13.2. Les vibrateurs individuels ne peuvent pas démarrer en même temps - la rétroaction croisée à travers les diodes VD9, VD11 bloque le démarrage d'un vibrateur si l'autre est déjà en marche. La durée des impulsions aux sorties des vibrateurs simples est d'environ 0,5 s, ce qui est plusieurs fois plus long que la durée des deux salves du signal utile lorsque le capteur se déplace rapidement. De ce fait, les secondes alternances des signaux de sortie des filtres n'affectent plus la décision du discriminateur - selon les premières rafales du signal utile, celui-ci déclenche l'un des vibreurs simples, tandis que l'autre est bloqué et cet état est figé pendant un temps de 0,5 s. Afin d'exclure le fonctionnement des comparateurs des interférences, ainsi que de retarder le signal de sortie du premier filtre par rapport au second, des circuits d'intégration R49, C41 et R50, C42 sont installés aux entrées des comparateurs. La constante de temps du circuit R49, C41 est plusieurs fois plus grande, donc, avec l'arrivée simultanée de deux demi-ondes négatives des sorties du filtre, le comparateur D12.2 sera le premier à fonctionner et le monocoup sur la gâchette D13.2 commencera, émettant un signal de commande ("ferro" - fer). Conditionneur de signal sonore (Fig. 17) Le formateur de signal audio se compose de deux générateurs de fréquence audio contrôlés identiques sur des déclencheurs de Schmidt avec une logique ET à l'entrée D14.1, D14.2. Chaque générateur est démarré directement par le signal de sortie du vibrateur unique discriminateur correspondant. L'oscillateur supérieur est déclenché par la commande "métal" de la sortie du vibrateur unique supérieur - une cible non ferromagnétique ou un gros objet en fer - et produit une rafale de tonalité d'une fréquence d'environ 2 kHz. L'oscillateur inférieur est déclenché par la commande "ferro" de la sortie du vibrateur unique inférieur - petits objets en fer - et produit un message tonal avec une fréquence d'environ 500 Hz. Les durées des messages sont égales à la durée des impulsions aux sorties des vibreurs simples. L'élément D14.3 mélange les signaux de deux générateurs de sons. L'élément D14.4, connecté selon le circuit inverseur, est destiné à mettre en oeuvre un montage en pont pour allumer un émetteur piézoélectrique. La résistance R63 limite les salves de courant consommées par le microcircuit D14, provoquées par la nature capacitive de l'impédance piézoélectrique. Il s'agit d'une mesure préventive pour réduire l'effet des interférences de puissance et empêcher une éventuelle auto-excitation du chemin d'amplification. Schéma des connexions externes (Fig. 18)
Le schéma des connexions externes montre des éléments qui ne sont pas installés sur la carte de circuit imprimé de l'appareil et qui y sont connectés à l'aide de connecteurs électriques. Ces éléments comprennent :
Le but des éléments énumérés est fondamentalement évident et ne nécessite aucune explication supplémentaire. Types de pièces et conception Les types de microcircuits utilisés sont donnés dans le tableau. 5. Tableau 5. Types de microcircuits utilisés
A la place des microcircuits de la série K561, il est possible d'utiliser des microcircuits de la série K1561. Vous pouvez essayer d'utiliser certaines puces de la série K176. Les amplificateurs opérationnels doubles (amplificateurs opérationnels) de la série K157 peuvent être remplacés par n'importe quel amplificateur opérationnel à usage général unique de paramètres similaires (avec des changements correspondants dans les circuits de brochage et de correction), bien que l'utilisation d'amplificateurs opérationnels doubles soit plus pratique (la densité de montage augmente). Il est souhaitable que les types de système d'exploitation utilisés ne soient pas inférieurs aux types recommandés en termes de vitesse. Cela est particulièrement vrai pour les microcircuits D3-D5. Les amplificateurs opérationnels des détecteurs synchrones et des intégrateurs de filtres passe-haut doivent approcher les amplificateurs opérationnels de précision en termes de paramètres. En plus du type indiqué dans le tableau, K140UD14, 140UD14 conviennent. Il est possible d'utiliser des amplificateurs opérationnels de micropuissance K140UD12, 140UD12, KR140UD1208 dans le circuit de commutation correspondant. Il n'y a pas d'exigences particulières pour les résistances utilisées dans le circuit du détecteur de métaux. Ils doivent seulement être robustes et de conception miniature et faciles à installer. Afin d'obtenir une stabilité thermique maximale, seules des résistances à film métallique doivent être utilisées dans les circuits des capteurs, les intégrateurs et dans le circuit de compensation. La puissance dissipée est de 0,125 ... 0,25 W. La thermistance R73 doit avoir un TKS négatif et une valeur d'environ 4,7 kOhm. Le type de KMT recommandé est de 17 W. Les potentiomètres de compensation R74, R75 sont souhaitables multi-tours type SP5-44 ou avec réglage vernier type SP5-35. Vous pouvez vous débrouiller avec des potentiomètres conventionnels de tout type. Dans ce cas, il est conseillé d'en utiliser deux. Un - pour un réglage approximatif, avec une valeur nominale de 10 kOhm, inclus conformément au schéma. L'autre est pour le réglage fin, connecté selon le circuit du rhéostat dans l'espace de l'une des bornes extrêmes du potentiomètre principal, avec une valeur nominale de 0,5 ... 1 kOhm. Les condensateurs C45, C49, C51 sont électrolytiques. Types recommandés - K50-29, K50-35, K53-1, K53-4 et autres petits. Les condensateurs restants, à l'exception des condensateurs du circuit oscillant du capteur, sont de type céramique K10-7 (jusqu'à une valeur nominale de 68 nF) et de type film métallique K73-17 (valeurs supérieures à 68 nF). Le condensateur de circuit C61 est spécial. Des exigences élevées lui sont imposées en termes de précision et de stabilité thermique. Le condensateur C61 se compose de plusieurs condensateurs (5 ... 10 pièces) connectés en parallèle. L'accord du circuit en résonance s'effectue en sélectionnant le nombre de condensateurs et leur calibre. Le type de condensateurs recommandé est le K10-43. Leur groupe de stabilité thermique est MPO (c'est-à-dire environ zéro TKE). Il est possible d'utiliser des condensateurs de précision et d'autres types, par exemple K71-7. Au final, vous pouvez essayer d'utiliser les anciens condensateurs thermostables au mica avec du type KSO plaqué argent ou certains condensateurs en polystyrène. Diodes VD1-VD12 type KD521, KD522 ou similaire silicium basse consommation. Il est également commode d'utiliser des ensembles de diodes à pont intégré du type KD1 comme les diodes VD4-VD5 et VD8-VD906. Les conclusions (+) et (-) de l'ensemble de diodes sont soudées ensemble, et les conclusions (~) sont incluses dans le circuit au lieu de quatre diodes. Diodes de protection VD13-VD14 de types KD226, KD243, KD247 et autres petites pour un courant de 1 A. Microampèremètres - tout type pour un courant de 50 μA avec zéro au milieu de l'échelle (-50 μA ... 0 ... + 50 μA). Les microampèremètres de petite taille sont pratiques, par exemple le type M4247. Résonateur à quartz Q - tout quartz de montre de petite taille (des modèles similaires sont également utilisés dans les jeux électroniques portables). Le commutateur de modes de fonctionnement - tout type de biscuit rotatif de petite taille ou came sur 5 positions et 6 directions. Piles de type 3R12 (selon la désignation internationale) ou "carrées" (selon la nôtre). Émetteur piézo Y1 - peut être de type ЗП1-ЗП18. De bons résultats sont obtenus lors de l'utilisation d'émetteurs piézoélectriques de téléphones importés (ils vont en grande quantité "à perdre" dans la fabrication de téléphones avec identification de l'appelant). Connecteurs Х1-ХЗ - standard, à souder sur une carte de circuit imprimé, avec un pas de broche de 2,5 mm. De tels connecteurs sont largement utilisés actuellement dans les téléviseurs et autres appareils électroménagers. Le connecteur X4 doit être de conception externe, avec des parties externes métalliques, de préférence avec des contacts argentés ou dorés et une sortie de câble étanche. Le type recommandé est PC7 ou PC10 avec connexion filetée ou à baïonnette. Circuit imprimé La conception de l'appareil peut être assez arbitraire. Lors de sa conception, les recommandations décrites ci-dessous dans les paragraphes sur les capteurs et la conception du boîtier doivent être prises en compte. La partie principale des éléments du schéma de circuit de l'appareil est située sur la carte de circuit imprimé.
La carte de circuit imprimé de la partie électronique du détecteur de métaux peut être réalisée sur la base d'une carte de circuit imprimé universelle prête à l'emploi pour le boîtier DIP de microcircuits au pas de 2,5 mm. Dans ce cas, l'installation est réalisée avec un fil de cuivre étamé unipolaire en isolation. Cette conception est pratique pour les travaux expérimentaux. Une conception de PCB plus précise et fiable est obtenue en acheminant les pistes de manière traditionnelle pour un circuit donné. Du fait de sa complexité, dans ce cas le circuit imprimé doit être métallisé double face. La topologie des pistes imprimées utilisées par l'auteur est représentée sur la fig. 19 - côté de la carte de circuit imprimé du côté de l'installation des pièces et sur la fig. 20 - côté de la carte de circuit imprimé du côté soudure. Le dessin de la topologie n'est pas en taille réelle. Pour faciliter la fabrication d'un photomasque, l'auteur donne la taille de la carte de circuit imprimé le long du cadre extérieur de l'image - 130x144 (mm). Caractéristiques du circuit imprimé :
La densité des conducteurs sur la carte de circuit imprimé n'est pas trop élevée, ce qui permet de réaliser un dessin à graver à la maison. Pour ce faire, il est recommandé d'utiliser un stylo à dessin en verre fin ou une aiguille de seringue sciée avec un tube en plastique.
Un réactif courant pour graver une carte de circuit imprimé standard en fibre de verre avec une feuille de cuivre 35 ... 50 microns est une solution aqueuse de chlorure ferrique FeCl3. Il existe d'autres façons de fabriquer des cartes de circuits imprimés à la maison. L'emplacement des pièces sur la carte de circuit imprimé est illustré à la fig. 21 (microcircuits, connecteurs, diodes "et un résonateur à quartz), sur la fig. 22 (résistances et cavaliers) et sur la fig. 23 (condensateurs).
Configuration de l'appareil Il est recommandé de configurer l'appareil dans l'ordre suivant. 1. Vérifiez l'installation correcte selon le schéma de circuit. Assurez-vous qu'il n'y a pas de court-circuit entre les conducteurs de PCB adjacents, les pattes de microcircuit adjacentes, etc. 2. Connectez des piles ou une alimentation bipolaire en respectant strictement la polarité. Allumez l'appareil et mesurez le courant consommé. Il devrait être d'environ 40 mA sur chaque rail d'alimentation. Une forte déviation des valeurs mesurées par rapport à la valeur indiquée indique une installation incorrecte ou un dysfonctionnement des microcircuits. 3. Assurez-vous qu'il y a un méandre pur à la sortie du générateur avec une fréquence d'environ 32 kHz. 4. Assurez-vous qu'il y a un méandre avec une fréquence d'environ 2 kHz aux sorties des déclencheurs D8. 5. Assurez-vous qu'il y a une tension en dents de scie à la sortie du premier intégrateur et une tension presque sinusoïdale avec des composantes constantes nulles à la sortie du second. Attention! Un réglage supplémentaire de l'appareil doit être effectué en l'absence de gros objets métalliques à proximité de la bobine du capteur du détecteur de métaux, y compris les instruments de mesure ! Sinon, si ces objets sont déplacés ou si le capteur est déplacé par rapport à eux, l'appareil sera désaccordé et s'il y a de gros objets métalliques à proximité du capteur, le réglage ne sera pas possible. 6. Assurez-vous que l'amplificateur de puissance fonctionne par la présence d'une tension sinusoïdale à sa sortie avec une fréquence de 8 kHz avec une composante constante nulle (avec le capteur connecté). 7. Ajustez le circuit oscillant du capteur à la résonance en sélectionnant le nombre de condensateurs du circuit oscillant et leur calibre. L'accord est contrôlé approximativement - par l'amplitude maximale de la tension du circuit, exactement - par un déphasage de 180 ° entre les tensions d'entrée et de sortie de l'amplificateur de puissance. 8. Remplacez l'élément résistif du capteur (résistances R71-R73) par une résistance fixe. Choisissez sa valeur de sorte que les tensions d'entrée et de sortie de l'amplificateur de puissance soient égales en amplitude. 9. Assurez-vous que l'amplificateur de réception fonctionne, pour lequel vérifiez le mode de son ampli-op et le flux de signal. 10. Assurez-vous que le circuit de compensation des harmoniques supérieures fonctionne. Potentiomètres de réglage R74, R75 pour obtenir un signal harmonique fondamental minimum à la sortie de l'amplificateur de réception. En sélectionnant une résistance supplémentaire R8, pour atteindre un minimum d'harmoniques supérieures à la sortie de l'amplificateur de réception. Dans ce cas, il y aura un déséquilibre dans l'harmonique fondamentale. Éliminez-le en réglant les potentiomètres R74, R75 et obtenez à nouveau un minimum d'harmoniques supérieurs en sélectionnant la résistance R8, et ainsi de suite plusieurs fois. 11. Assurez-vous que les détecteurs synchrones fonctionnent. Avec un capteur correctement configuré et un circuit de compensation correctement configuré, les tensions de sortie des détecteurs synchrones sont mises à zéro approximativement à la position médiane des curseurs du potentiomètre R74, R75. Si cela ne se produit pas (en l'absence d'erreurs d'installation), il est nécessaire d'affiner le circuit du capteur et de sélectionner plus précisément son élément de résistance. Le critère pour le bon réglage final du capteur est l'équilibrage de l'appareil (c'est-à-dire la mise à zéro aux sorties des détecteurs synchrones) en position médiane des curseurs du potentiomètre R74, R75. Lors du réglage, assurez-vous que près de l'état d'équilibrage, seul le dispositif W74 réagit au mouvement de la poignée du potentiomètre R1, et seul le dispositif W75 réagit au mouvement de la poignée du potentiomètre R2. Si le mouvement de la poignée de l'un des potentiomètres près de l'état d'équilibrage se reflète sur deux appareils en même temps, vous devez soit accepter cette situation (il sera un peu plus difficile d'équilibrer l'appareil à chaque fois qu'il est allumé), soit sélectionner plus précisément la valeur du condensateur C14. 12. Assurez-vous que les filtres fonctionnent. La composante constante de la tension à leurs sorties ne doit pas dépasser 100 mV. Si ce n'est pas le cas, vous devez changer les condensateurs C35, C37 (même parmi les films de type K73-17, il existe des unités défectueuses avec une résistance de fuite - des dizaines de mégaohms). Il peut également être nécessaire de remplacer les UO D10 et D11. Assurez-vous que les filtres répondent à un signal utile, qui peut être simulé par de petites rotations des boutons R74, R75. Il est commode d'observer le signal de sortie des filtres directement à l'aide des dispositifs de pointage W1 et W2. Assurez-vous que la tension de sortie des filtres revient à zéro après exposition à des signaux de grande amplitude (au plus tard quelques secondes). Il peut s'avérer qu'un environnement électromagnétique défavorable rendra difficile le réglage de l'appareil. Dans ce cas, les flèches des microampèremètres feront des oscillations chaotiques ou périodiques lorsque l'appareil est configuré dans les positions de commutation S1 "Mode 1" et w "Mode 2". Le phénomène indésirable décrit s'explique par l'interférence des harmoniques supérieures du réseau 50 Hz sur la bobine du capteur. À une distance considérable des fils électriques, les flèches ne doivent pas fluctuer lorsque l'appareil est réglé. Un phénomène similaire peut également être observé dans le cas de l'auto-excitation des OA des intégrateurs. 13. Assurez-vous que le discriminateur et le circuit de génération du signal sonore fonctionnent. 14. Effectuez une compensation thermique du capteur. Pour ce faire, vous devez d'abord configurer et équilibrer le détecteur de métaux avec une résistance au lieu d'un élément de capteur résistif. Chauffer ensuite légèrement le capteur sur le radiateur ou le refroidir au réfrigérateur. Notez dans quelle position du curseur du potentiomètre "métal" R74 l'appareil sera équilibré lorsque la température du capteur change. Mesurez la résistance de la résistance temporairement installée dans le capteur et remplacez-la par un circuit R72, R73, R78 avec une thermistance et des résistances de telles valeurs que la résistance totale du circuit indiqué serait égale à la résistance de la résistance constante remplacée. Maintenez le capteur à température ambiante pendant au moins une demi-heure et répétez l'expérience avec un changement de température. Comparez les résultats. Si le point d'équilibre sur l'échelle du moteur R74 se déplace d'un côté, alors le capteur est sous-compensé et il est nécessaire d'augmenter l'effet de la thermistance, affaiblissant l'effet de shunt de la résistance R72, pour laquelle augmenter sa résistance, et réduire la résistance de la résistance supplémentaire R71 (pour maintenir constante la valeur de résistance de toute la chaîne). Si le point d'équilibrage de ces deux expériences est décalé dans des directions différentes, alors le capteur est surcompensé et il est nécessaire d'affaiblir l'influence de la thermistance en augmentant l'effet de shunt de la résistance R72, pour cela réduire sa résistance et augmenter la résistance de la résistance supplémentaire R71 (pour maintenir la valeur de résistance de toute la chaîne constante). Après avoir effectué plusieurs expériences avec la sélection des résistances R71 et R72, il est nécessaire de s'assurer que l'appareil réglé et équilibré ne perd pas sa capacité à s'équilibrer lorsque la température change de 40 ° C (refroidissement de la température ambiante à la température du réfrigérateur congélateur). En cas de dysfonctionnements et d'écarts dans le comportement de composants individuels du circuit du détecteur de métaux, vous devez agir selon la méthode généralement acceptée :
Auteur : Shchedrin A.I.
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