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ENCYCLOPÉDIE DE LA RADIOÉLECTRONIQUE ET DU GÉNIE ÉLECTRIQUE Mode de fonctionnement inhabituel du transistor à effet de champ. Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique
Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique / Concepteur radioamateur Le circuit traditionnel des amplificateurs linéaires basés sur des transistors à effet de champ avec une grille sous la forme d'une jonction pn (ci-après dénommée porte pn pour plus de brièveté) prévoit principalement le mode lorsque le point de fonctionnement est dans la région de la biais inverse (fermant), c'est-à-dire à Uots Les études menées par l'auteur ont montré que l'utilisation d'un mode dans lequel le point de fonctionnement peut être dans la zone de polarisation d'ouverture permet de simplifier significativement les circuits de noeuds sur transistors à effet de champ. L'utilisation de tels schémas est rationnelle dans les cas où l'exigence d'un nombre minimum d'éléments justifie la nécessité d'en sélectionner certains, c'est-à-dire dans la pratique de la radio amateur et dans le développement de conceptions en particulier miniatures.
Sur la fig. 1 montre les caractéristiques généralisées de grille de drain et d'entrée d'un FET à grille pn. Sur ces caractéristiques courant-tension - Iс=f(Uin) et Iz=f(Uin) - trois zones caractéristiques peuvent être distinguées : 1 - polarisation de fermeture Uzi, 2 - polarisation d'ouverture, pour laquelle il n'y a pratiquement pas de courant de grille, et 3 - polarisation d'ouverture, qui provoque un courant de grille important. Il n'y a pas de frontière claire entre les zones 2 et 3, donc, pour la précision, nous prendrons comme frontière conditionnelle entre elles l'ordonnée correspondant à un courant de grille de 1 μA - à ce courant, la résistance de grille est encore très élevée, et cela la valeur peut être mesurée relativement facilement. Désignons également par le symbole Im le courant de drain à cette frontière et la tension directe à la grille Um. Lorsque la tension Uzi est supérieure à la limite, le courant de grille commence à augmenter fortement et le transistor à effet de champ perd son principal avantage - une résistance d'entrée élevée. Par conséquent, les travaux en zone 3 ne sont pas pris en compte. De ce qui précède, il est clair qu'il n'est pas nécessaire d'exclure complètement le fonctionnement du transistor à effet de champ dans la zone de polarisation directe, il suffit amplement que le point de fonctionnement ne passe pas dans la zone 3, c'est-à-dire la condition Uzi Malgré le fait que l'expansion de la plage de tension de fonctionnement Uzi due à l'ajout d'une zone de polarisation directe est faible en valeur absolue, elle est très importante, car elle permet une approche légèrement différente du circuit des transistors à effet de champ. Comme on peut le voir sur la fig. 1, la caractéristique drain-obturateur passe en zone 2 en douceur, sans interruption. L'essence des processus physiques dans le transistor est que lorsqu'une tension de polarisation directe est appliquée à la grille, le canal se dilate et sa conductivité augmente, le transistor commence à fonctionner en mode d'enrichissement. Il est facile de voir que, compte tenu de la zone de polarisation directe, un transistor à grille pn devient similaire dans ses caractéristiques à un transistor à grille isolée à canal intégré, qui est capable de fonctionner avec une polarisation directe et inverse sur la grille. La différence n'est que quantitative - dans le premier d'entre eux, la zone de travail de la zone de déplacement direct est plus courte, car elle est limitée par la valeur de Um. Par conséquent, un transistor à effet de champ à grille pn peut être utilisé dans des modes qui n'étaient considérés comme possibles que pour les transistors à grille isolée et à canal intégré. La présence de graves lacunes dans les transistors à grille isolée - une dispersion importante des caractéristiques, une faible résistance à l'électricité statique et un certain nombre d'autres - limite fortement le champ d'application pratique de ces dispositifs, même si leur sélection individuelle est admissible. La gamme de transistors actuellement produits avec une grille pn est beaucoup plus large qu'avec une grille isolée, ils sont plus abordables et ont une plus petite dispersion de caractéristiques. Pour ces raisons, les transistors à grille pn doivent être considérés comme plus préférables.
Examinons quelques applications de ces transistors utilisant le mode de polarisation directe de la grille. Sur la fig. 2a montre un circuit amplificateur linéaire. L'utilisation d'un mode de fonctionnement sans polarisation initiale a permis de supprimer la résistance de polarisation automatique et le condensateur de blocage dans le circuit de source du transistor VT1. Le calcul de l'étape DC est simplifié et réduit à la détermination de la résistance de la résistance de charge R2 à l'aide de la formule : R2 \uXNUMXd (Upit-Uout o) / Io où Uout o est la tension de sortie en l'absence de signal d'entrée, et Io est le courant initial du transistor. En choisissant Uout o= 0,5 Upit, la formule (1) est simplifiée et prend la forme : R2=Upit/2Io. Lors du développement d'amplificateurs selon ce schéma, il convient de garder à l'esprit que pour les transistors avec un courant de drain initial de plusieurs dizaines de milliampères, leur puissance admissible peut être dépassée. S'il est nécessaire de réduire le gain, une résistance R3 est incluse dans le circuit source. Il convient de souligner que dans ce cas, le condensateur de blocage ne peut pas être activé. Le mode courant alternatif est calculé selon des formules connues ; le gain est trouvé à partir de l'expression Ku \u2d S • R10, où S est la pente de la caractéristique du transistor. Évidemment, à Ku>1,1, dans la plupart des cas, l'amplification du signal de sortie en amplitude jusqu'à Upit se produit à Uin S'il est nécessaire d'augmenter l'amplitude admissible de la tension d'entrée positive au-dessus de Um, il est nécessaire d'allumer la diode au lieu de la résistance R3 dans le circuit source (cathode au fil commun). La tension de polarisation directe des diodes au silicium peut être comprise entre 0,4 ... 0,8 V (dans la plupart des cas 0,5 ... 0,7 V) selon le type de diode et le courant de source du transistor. Pour les diodes au germanium, des valeurs similaires sont 0,2 ... 0,6 V (0,3 ... 0,5 V). Lorsque la diode est allumée, le courant de drain diminue en raison de la polarisation de fermeture. Par conséquent, pour assurer le mode CC précédent, il est nécessaire d'augmenter la résistance de la résistance R2. Ceci, à son tour, conduit à une augmentation de Kn, puisque la pente diminue légèrement. Comme la résistance dynamique de la diode est faible, la shunter avec un condensateur est inefficace. L'introduction d'une diode provoque une petite - pas plus de 10% - diminution du gain. Le mode d'un tel étage pour le courant continu est calculé par la formule (1), dans laquelle au lieu de Io, Iod est remplacé - le courant de drain par une diode connectée au circuit source. Si nécessaire, Ku peut être réduit en connectant une résistance de rétroaction en série avec la diode. Malgré la présence d'une diode supplémentaire, la mise en place d'un tel circuit est dans certains cas justifiée du fait qu'elle entraîne une diminution de la consommation de courant et une augmentation du gain. Ces propriétés sont particulièrement précieuses pour les appareils autonomes. Comme on peut le voir d'après ce qui précède, le fonctionnement d'un étage à diode est proche du fonctionnement classique avec une résistance de polarisation. Le principal avantage est l'absence de condensateur de blocage, ce qui entraîne également une expansion de la bande de fréquences de travail de bas en haut jusqu'au courant continu. De plus, le calcul et le réglage des appareils sont simplifiés. Lorsque cet étage est utilisé avec un transformateur, une bobine de couplage, une tête de magnétophone et d'autres sources de signal similaires, aucune résistance de fuite R1 n'est requise et le circuit prend la forme extrêmement simple illustrée à la Fig. 2b.
La possibilité de fonctionnement d'un transistor à effet de champ avec une porte pn sous polarisation directe, discutée ci-dessus, peut également être utilisée efficacement pour construire une autre classe importante de dispositifs - les suiveurs de source. Sur la fig. 3, et montre le circuit traditionnel du transistor à source suiveuse VT2. Le principal inconvénient de ce nœud réside dans les limites relativement étroites de la tension de sortie. L'émetteur suiveur traditionnel (VT2, Fig. 3, b) est exempt de cet inconvénient ; de plus, il a moins de détails. Mais l'émetteur suiveur a une résistance d'entrée relativement faible : Rin = h21eRe (h21e est le coefficient de transfert de courant statique du transistor ; Re est la résistance de la résistance dans le circuit émetteur). Toutes les contradictions notées sont complètement éliminées avec une connexion directe du suiveur de source, comme le montre la Fig. 3, ch. Ici, les avantages des suiveurs de source et d'émetteur sont combinés avec succès. Ce schéma n'a pas trouvé d'application pratique, apparemment parce qu'il est impossible d'éviter une tension de polarisation directe sur la grille. Mais ce n'est pas obligatoire, il suffit d'exclure le fonctionnement du transistor dans la région du courant direct de la grille (dans la zone 3 de la Fig. 1). Ce problème est résolu assez simplement, ce qui permet d'appliquer un tel schéma dans la pratique. La caractéristique de transfert de la source suiveuse est déterminée par l'expression générale : Uout=Uo+UinxKp, (2) où Uo est la tension de sortie initiale à Uin=0 ; Kp - coefficient de transmission du suiveur de source. Pour que le suiveur opère dans la région du biais de fermeture sur la grille, il faut que la condition Uz En fait, les exigences réelles sont moins strictes, puisqu'il suffit de remplir une condition plus simple : U et Upit (Ri est la résistance de la résistance dans le circuit source). Compte tenu de la nature provisoire du calcul selon cette formule, l'absence de courant de grille à Ug = Upit doit être vérifiée lors du prototypage du nœud avec un microampèremètre avec un courant de déviation complet de la flèche ne dépassant pas 100 μA. La tension de sortie d'un tel suiveur de source est comprise entre Uo ... (Upit-Usi).
Les dépendances Uout=f(Uin) prises expérimentalement à Upit=12V pour les transistors KPZOZA et KPZOZE à différentes valeurs de résistance Ri sont représentées sur la Fig. 4. Comme on peut le voir sur les graphiques, il est possible d'assurer la linéarité de la caractéristique de transfert dans la plage de Uout (à Uin = 0) à (Upit- -1) V. Pour développer cette section, vous devez d'abord de tous, réduisez Uo, pour lequel vous devez utiliser des transistors avec la valeur minimale de Uotc, puis sélectionnez la résistance optimale de la résistance R et (R2 dans le schéma de la Fig. 3, c). Un astérisque sur les graphes marque les points où le courant Iz atteint une valeur de 1 µA. Comme exemple d'application pratique du mode d'amplification linéaire décrit dans la Fig. la figure 5 montre un schéma d'un mélangeur de signaux 3H à deux canaux ; en général, le nombre de canaux n'est limité par rien et peut être n'importe lequel. La résistance de la résistance R3 est déterminée par la formule (1), dans laquelle Iod n est remplacé par Io, où n est le nombre de canaux.
Dans l'appareil, il est souhaitable d'utiliser des transistors avec des valeurs proches de Uots et Io (ou Iod), cependant, la propagation de ces paramètres jusqu'à 50 ... 100% est tout à fait acceptable, car la différence de gain entre les canaux peut être facilement compensé par les régulateurs d'entrée R1, R5. Assurez-vous de vérifier qu'aucun des canaux n'est entré en mode de limitation d'amplitude dans la plage de fonctionnement de la tension d'entrée. Lors de l'utilisation d'une diode au silicium, l'amplitude admissible de la demi-onde positive à la grille de chaque transistor à effet de champ est d'au moins 1 V. Lorsqu'un canal fonctionne à la tension d'alimentation Upit=9 V, à la tension de sortie Uout=0,1 V (valeur efficace), à la fréquence du signal fc=0,1 kHz, le gain du mélangeur est approximativement égal à 3, et en termes de niveau de non-linéarité distorsions, il n'est pas inférieur à celui construit selon les circuits classiques. Auteur : A. Mezhlumyan, Moscou ; Publication : N. Bolchakov, rf.atnn.ru
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