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ENCYCLOPÉDIE DE LA RADIOÉLECTRONIQUE ET DU GÉNIE ÉLECTRIQUE Alimentation à découpage de 10 kW pour un amplificateur de concert. Encyclopédie de la radioélectronique et de l'électrotechnique
Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique / Alimentations La puissance consommée par les systèmes d'amplification des systèmes de sonorisation des discothèques et des petites salles atteint 2...10 kW. Dans ce cas, les étages de sortie des amplificateurs nécessitent des tensions d'alimentation de ±80 à ±160 V (et plus). Cet article propose une alimentation à découpage bipolaire (SMPS) (Fig. 1), conçue pour alimenter les étages finaux d'un concert UMZCH. Parmi les dispositifs d'alimentation décrits actuellement dans les pages du magazine, ce SMPS est le plus puissant. Le SMPS fournit une tension de sortie bipolaire constante, stabilisée selon le principe de la largeur d'impulsion, et dispose également d'un système de protection contre les surintensités (la protection contre la surchauffe des composants n'est pas fournie). Le SMPS est alimenté par un réseau triphasé avec une fréquence de 3 Hz. La connexion de la source au réseau en l'absence de charge de sortie n'entraîne pas d'accident, mais n'affecte que négativement le coefficient de stabilisation de la tension. Mais il faut souligner que le démarrage normal du SMPS n'est effectué qu'après la mise sous tension préalable de toutes les autres unités et systèmes du complexe audio. La fréquence de conversion de l'appareil est relativement faible (50 kHz) et est due aux propriétés de fréquence des puissants transistors clés du convertisseur d'impulsions. S'il n'y a pas de déséquilibre de phase. Le facteur de puissance du SMPS peut atteindre jusqu'à 25, ce qui est dû à la particularité du fonctionnement du redresseur Larionov avec une diode zéro et un filtre à réponse inductive.
But des composants La protection du réseau d'alimentation en cas de dysfonctionnement de l'appareil est assurée par le disjoncteur triphasé FU3. Les varistances RU1, RU1 bloquent les surtensions à court terme qui se produisent dans le réseau. Les selfs L6...L2 ainsi que les condensateurs C5, C7, C10, C11, C22 C28, C32, C34, C35, C37, C39, C44, C45...C221 remplissent la fonction d'un filtre réactif haute fréquence qui supprime les ondulations. qui pourraient passer dans le réseau d'alimentation électrique. Les résistances R223...R45 amortissent les selfs L47...L3, réduisant ainsi leur force électromagnétique d'auto-induction. La tension alternative filtrée du secteur est connectée à un redresseur Larionov VD35 avec une diode zéro VD36. La fréquence d'ondulation à sa sortie est de 300 Hz. Une self L11 avec une petite inductance est nécessaire pour filtrer la composante haute fréquence pouvant entrer dans le réseau d'alimentation, et également pour garantir que lorsque les condensateurs C317, C346 C381 sont connectés à la sortie du redresseur Larionov, le facteur de puissance ne diminue pratiquement pas et la forme du courant de phase n'est pas déformée. Les condensateurs polypropylène C317, C346, C381 sont nécessaires au fonctionnement normal du convertisseur d'impulsions. Les résistances fixes R63...R66 déchargent les condensateurs C317, C346.C381 une fois le dispositif terminé. Grâce à l'enroulement II de l'inductance à deux enroulements L11 et à la diode VD38, l'énergie stockée dans le champ magnétique de l'inductance est récupérée dans les condensateurs C317, C346, C381 du circuit d'alimentation du convertisseur. Les varistances RU7 et RU8 suppriment les impulsions de surtension provoquées par la force électromotrice d'auto-induction de l'inductance L11. Si la tension d'alimentation triphasée est de 3 V et qu'il n'y a pas de déséquilibre de phase, alors les tensions de phase Uph sont égales
A la tension nominale du secteur à vide, la tension constante à la sortie du redresseur Larionov est
En réalité, du fait qu'il y a des chutes de tension sur les diodes du redresseur VD35, le thyristor ouvert VS1, l'enroulement I de l'inductance L11, etc., la tension constante fournie au convertisseur d'impulsions peut être inférieure d'environ 10 %. La charge des condensateurs C317, C346...C381 au moment où la source est allumée génère une impulsion de courant circulant à travers le pont de Larionov VD35. Pour éviter que la charge des condensateurs du filtre ne provoque des surcharges de courant, un circuit de démarrage par étapes est utilisé dont l'élément d'actionnement est le thyristor VS1. Lorsque la source est allumée, VS1 est fermé et le courant de charge C317, C346...C381 traverse la résistance R53, la limitant à 22,6 A (à la tension réseau maximale). Ce courant n'est pas dangereux pour les diodes VD35 (le courant maximum consommé par un convertisseur d'impulsions est d'environ 24 A). Après avoir chargé les condensateurs du filtre, R53 est shunté par le thyristor VS1, qui est activé avec un retard déterminé par la chaîne C287-R57. Le transistor à effet de champ VT1 ouvre VS12, la résistance R55 limite le courant de l'électrode de commande (la résistance R55 est sélectionnée de manière à ce que le courant de l'électrode de commande dépasse de peu le courant de déverrouillage). Le condensateur C286 empêche l'activation accidentelle du thyristor contre les interférences. Le circuit de limitation de l'impulsion de courant générée par la charge des condensateurs C317, C346...C381 est alimenté par le stabilisateur paramétrique R54-VD37-VT11. Le condensateur C288 supprime l'ondulation de tension. Les ventilateurs M1...MZ sont alimentés par le même stabilisateur, dont la FEM d'auto-induction des enroulements est supprimée par la diode VD39. Le stabilisateur est connecté à un redresseur d'impulsions avec un filtre LC anti-aliasing sur C228, C229, L6, VD27, VD30. Le starter L6 est en train de démoduler. Il est nécessaire que la tension sur les condensateurs C228 et C229 soit proportionnelle à la valeur de tension effective, et non d'amplitude, sur l'enroulement II du transformateur T4. Le condensateur en polypropylène C229 à faible résistance et inductance parasites contourne le condensateur électrolytique C228 à haute fréquence, évitant ainsi la surchauffe de ce dernier. L'enroulement primaire du transformateur linéaire T2 est connecté au filtre réseau via le fusible FU2. et l'enroulement secondaire est connecté à un pont redresseur VD24 avec un filtre de lissage C36, C38. La tension redressée est fournie à un stabilisateur paramétrique R34-VD13-VT9, dont la tension stabilisée est fournie au filtre en U C14-C19 -L1, C23, C27, C30. L'oscillateur maître SMPS est construit sur le microcircuit DA1 - un contrôleur à 2 cycles UC3825 de Texas Instruments (Unitrode) avec des circuits de câblage." Le courant maximum de chacun des transistors clés du CI spécifié est de 2 A avec une durée d'impulsion de 0,5 μs (0,5 A à courant constant). Les affectations des broches du circuit intégré UC3825 dans un boîtier en plastique DIP-16 (Fig. 2) sont les suivantes : 1 - entrée inverseuse de l'amplificateur d'erreur,
Sur les résistances R2, R10, R52, R58 (Fig. 1), un diviseur de la tension de sortie du SMPS est organisé, qui est appliqué aux condensateurs C230...C257, C258...C285. Les éléments C5 et R11 augmentent l'immunité au bruit du système de contrôle automatique. La tension constante tombée aux bornes des résistances R2 et R10 est connectée à l'entrée inverseuse de l'amplificateur d'erreur de la puce DA1. Selon les données de référence du fabricant, cette tension doit être comprise entre -0,3...+7 V par rapport à la broche 10 du microcircuit. Si une tension constante de 2 V est fournie au diviseur R10-R52-R58-R200, alors en ajustant la résistance R10, vous pouvez obtenir une tension à la broche 1 de DA1 dans la plage de +0,27...+5,3 V (relative au potentiel des broches 10 et 12 ). Il convient de noter que le réglage de R10 modifiera la tension de sortie, et donc la tension à l'entrée inverseuse de l'amplificateur de signal d'erreur. Le système de stabilisation de la tension de sortie fonctionne ainsi. Si la tension de sortie du SMPS augmente pour une raison quelconque, alors la tension fournie par le diviseur à la broche 1 de DA1 augmente également. Cela provoque une diminution du rapport cyclique des impulsions générées par le microcircuit entrant dans les modules de puissance, c'est-à-dire réduire la durée des impulsions multipolaires à une fréquence de génération constante. Les tensions efficaces sur les enroulements secondaires du transformateur d'impulsions T4 sont réduites et la tension constante après la self de démodulation L7, appliquée aux condensateurs C230...C285, revient à son niveau d'origine. Le contrôle de la tension continue est effectué précisément à l'entrée du filtre haute fréquence de puissance, et non à sa sortie, car la présence d'un déphasage excessif entraînerait une instabilité du système de contrôle automatique de la tension de sortie (au lieu d'une rétroaction négative, positive un feedback et une auto-excitation du SMPS pourraient se produire). Il est extrêmement important que les condensateurs C230...C243 et C258...C271 aient des valeurs minimales de résistance et d'inductance parasites. La chaîne R9-C8 est un amplificateur de signal d'erreur correctif. La tension de référence (+5,1 V) est appliquée directement à l'entrée non inverseuse 2 de l'amplificateur d'erreur. Le condensateur céramique C2 filtre les ondulations. Les valeurs R1, R4 et C1 définissent la fréquence des impulsions produites par DA1. La capacité C1 détermine la durée de la pause (« temps mort ») entre des impulsions de polarités différentes. Plus la capacité C1 est grande, plus le temps mort est long. Les composants C6, R3, VT1 assemblent le circuit de démarrage « doux » de l'oscillateur maître DA1. Les éléments R12, C12, C13 sont un filtre passif qui supprime les ondulations haute fréquence et « sépare » les circuits préliminaires à faible courant et l'étage final DA1 à fort courant. Les condensateurs C12 et C13 doivent avoir le moins de résistance et d'inductance parasites possible. Le condensateur C13 est en céramique. La tension nominale du condensateur au tantale C12 ne doit pas être inférieure à 50 V, sinon il risque de se briser et les condensateurs au tantale tombent généralement en panne avec un court-circuit. Entre l'étage de sortie du microcircuit DA1 et les circuits permettant de forcer la décharge des condensateurs grille-émetteur des transistors clés des modules de puissance VT2 et VT10 se trouve un driver avec deux MOSFET VT5 et VT6. Leur fonction est d'amplifier les impulsions fournies à l'enroulement I du transformateur d'adaptation T1. Les résistances R16 et R17 retardent le déverrouillage et la fermeture des transistors VT5 et VT6, et R18 et R19 déchargent leurs capacités grille-source, les chaînes RC C20-R22 et C21-R23 sont nécessaires pour amortir les demi-enroulements primaires du transformateur d'impulsions T1. Sans eux, la forme des impulsions de commande des transistors clés des modules VT2 et VT10 serait considérablement déformée, ce qui conduirait inévitablement à une urgence. L'intensité du courant circulant dans l'enroulement primaire I du transformateur d'impulsions de puissance. T4, surveille le transformateur de courant TK. Les impulsions de courant circulant à travers les résistances R39, R40, R43 et R44 créent des chutes de tension à leurs bornes, dont l'ampleur est proportionnelle au courant de l'enroulement primaire. Le taux d'augmentation de la tension aux bornes de ces résistances est réduit par les chaînes RC C40-R37 et C41-R38, qui contribuent en outre à l'atténuation rapide des processus oscillatoires parasites. Les transils bidirectionnels (transil - Transient Voltage Suppression Diode) VD20 et VD21 limitent les amplitudes des impulsions de surtension. Les impulsions sont redressées par des diodes Schottky VD16 et VD17, chargées sur C3Z et R33, formant un détecteur de crête. La tension redressée est fournie au diviseur de tension R27-R32. En tournant le curseur de la résistance ajustée R27, la sensibilité requise que devrait avoir le système de protection de courant est ajustée. Depuis le diviseur de tension, le signal de surcharge est envoyé à un filtre à plusieurs étages C9-C29-C31-R15-R26, qui supprime les ondulations haute fréquence. Plus les capacités C9, C29, C31 sont grandes et plus les résistances R15 et R26 sont élevées, plus l'inertie du système de protection actuel est grande. S'il est trop inertiel, il ne pourra pas remplir les fonctions de protection, et s'il est trop rapide, de fausses alarmes sont possibles. La tension filtrée du signal de surcharge est fournie à l'entrée 9 du microcircuit DA1, qui, en cas d'augmentation d'urgence du courant, bloquera le contrôleur. Alors que la tension sur la broche 9 DA1 est de +0,9...+1,1 V par rapport à la broche 10, le rapport cyclique des impulsions diminue, et si cette tension atteint +1,25...+1,55 B, la formation d'impulsions s'arrête. Le temps de retard de désactivation typique au niveau de la broche 9 des circuits intégrés UC1825, UC2825 et UC3825 n'est que de 50 ns et la durée de retard maximale ne dépasse pas 80 ns. Selon l'ouvrage de référence, la tension maximale pouvant être appliquée à l'entrée 9 par rapport à la broche 10 est de +6 V, et dans cet appareil, elle ne dépasse pas 3,8 V. Le transformateur correspondant T1, le transformateur de courant T3 et le transformateur d'impulsions de puissance T4 assurent l'isolation galvanique des circuits d'entrée et de sortie de l'appareil. Le transformateur T1 assume les fonctions d'isolation galvanique des circuits de décharge forcée des capacités de grille des modules IGBT VT2 et VT10 les uns des autres et du driver de transistor. Les circuits de verrouillage forcé des modules IGBT VT2 et VT10 sont représentés par quatre groupes de composants : R13, R20, R24, VD5, VD7, VD9, VT3 ; R14, R21, R25, VD6, VD8, VD10, VT4 ; R28, R30, R35, VD11, VD14, VD18, VT7 ; ainsi que R29, R31, R36, VD12, VD15, VD19, VT8. Les résistances R20, R21, R30 et R31 sont nécessaires pour ralentir l'activation et la désactivation des transistors correspondants dans les modules de puissance VT2 et VT10, réduisant ainsi l'amplitude et la durée des processus oscillatoires. Sans cela, il y aurait un risque de perte de contrôlabilité des modules IGBT en raison du « verrouillage » de structures de thyristors parasites, provoqué par une vitesse de montée du signal trop élevée. Les spécialistes de Powerex, Inc., qui produit des modules de puissance CM300DU-24NFH, recommandent des résistances de grille comprises entre 1 et 10 Ohms. Les résistances R24, R25, R28 et R29 amortissent les oscillations parasites qui se produisent dans les circuits. Si l'on supprime les charges des enroulements II, III, IV et V du transformateur d'adaptation T1 et des résistances R24, R25, R28 et R29, la forme des impulsions de tension sur les enroulements secondaires de ce transformateur prend la forme représentée sur la Fig. 3 (durée de balayage - 5 μs/div.) . La réception d'impulsions avec de tels processus oscillatoires amortis doit être évitée.
Lorsque la source est allumée, la tension d'alimentation du convertisseur est appliquée aux diviseurs de tension parasites formés à partir des condensateurs grille-émetteur et grille-collecteur des modules IGBT. Si vous ne limitez pas la tension entre les grilles et les émetteurs à un niveau sans danger pour les transistors, ils passeront. La tension grille-émetteur dans les modules IGBT CM300DU-24NFH ne doit pas dépasser ±20 V, ce qui est une valeur typique pour cette classe d'appareils. Les circuits porte-émetteur sont protégés par des diodes de serrage bidirectionnelles VD5, VD6, VD18 et VD19. La décharge accélérée des capacités grille-émetteur des modules IGBT est assurée par les transistors bipolaires pn-p VT3, VT4, VT7 et VT8, qui, lors de l'ouverture, contournent les entrées de commande des clés électroniques. Les résistances R13, R14, R35, R36 aident également à décharger les condensateurs grille-émetteur. De puissantes diodes de limitation VD3, VD4, VD22 et VD23 protègent les transistors clés des surtensions. Chaînes d'amortissement C3-R7-VD1 ; C4-R8-VD2 ; C42-R41-VD25 ; Les C43-R42-VD26 sont des "amortisseurs". S'ils étaient absents, chaque fois que les clés seraient verrouillées dans les cristaux de l'IGBT, une puissance importante, de plusieurs kilowatts, serait brièvement libérée des modules de puissance VT2 et VT10, ce qui provoquerait une dégradation intense des semi-conducteurs des transistors de puissance et , à terme, conduisent à leur mise hors service. Les condensateurs C46.C220 empêchent la polarisation CC à long terme du noyau du transformateur d'impulsions. T4, ce qui pourrait provoquer une saturation du circuit magnétique T4. Sur des diodes VD31 puissantes. VD34, shunté par les amortisseurs C224-R48, C225-R49, C226-R50 et C227-R51, deux redresseurs d'impulsions de sortie séparés sont assemblés. La self L7 est utilisée pour la démodulation et la stabilisation de la tension de groupe. Les condensateurs C230...C285, C289...C316, C318...C345 et les selfs L8...L10 forment la sortie. Filtre en forme de U qui atténue les ondulations haute fréquence. Les condensateurs C230.C243, C258...C271, C289.C316 doivent avoir une résistance et une inductance parasites minimales. Les résistances R60 et R61 déchargent les condensateurs du filtre de sortie une fois le SMPS terminé. La LED HL1 indique l'état allumé de l'appareil et les résistances R59 et R62 limitent le courant qui le traverse. Les fusibles FU3 et FU4 déconnectent la charge des condensateurs du filtre de sortie SMPS en cas de surintensité. Remplacements possibles de composants La puce 0A1 de la marque UC3825 peut être remplacée par une UC2825, UC1825 ou K1156EU2. Le condensateur de réglage de fréquence C1 doit avoir un groupe de stabilité en température MPO. Par exemple, un condensateur de marque fera l'affaire. K71-7. N'utilisez pas de condensateurs susceptibles de présenter un scintillement de capacité. Les condensateurs C3, C4, C42 et C43 dans les circuits d'amortissement d'une capacité de 15 nF et d'une tension nominale de 4 kV (en courant continu) sont utilisés avec un diélectrique en polypropylène de la marque Snubber FKP15N/4000 de WIMA. Ils peuvent être remplacés par des appareils Snubber FKP15N/3000. Les condensateurs C7, C10, C11, C34, C35, C37 sont en céramique, de type Yl, et C22, C28, C32, C39, C44, C45, C221...C223 sont en polypropylène métallisé de type X1. Les condensateurs C7, C10, C11, C34, C35, C37 peuvent être utilisés de la marque DECE33J222ZC4B et peuvent être remplacés par des marques similaires DHRB34C102M2FB ou K15-5 d'une capacité de 2.2 nF et d'une tension nominale de 6,3 kV. Condensateurs C22, C28, C32, C39, C44, C45, C221...C223 - MKP10N330K1K0-27 de "WIMA" avec boîtier auto-extinguible. Les condensateurs spécifiés sont remplaçables par MKP10470N/2K, MKP10 1U/1.6K ou similaire. Des condensateurs en polypropylène métallisé d'une capacité de 0,33 µF, 0,47 µF ou 0,68 µF peuvent être utilisés. MKR1840 de Vishay, conçu pour une tension de 600 V AC. Condensateurs C46.C220 d'une capacité de 47 nF et d'une tension continue nominale de 2 kV - polypropylène haute fréquence, FKP14 7N/2000. La capacité totale d'un groupe de 175 condensateurs connectés en parallèle est d'environ 8,2 μF. Les condensateurs C230, C243, C258, C271, C289...C316 sont des qualités haute fréquence en polypropylène FKP4 0.1U/630 ou MKR10 0.1U/630. Ces condensateurs doivent avoir une inductance et une résistance parasites minimales. Condensateur C317 avec diélectrique en polypropylène métallisé - type DC-LINK NS VZ. Au lieu d'un condensateur de 255 µF, vous pouvez prendre un condensateur de 340 µF du même type et de la même tension nominale. Condensateurs C346...C381 - polypropylène haute fréquence, FKP147N/2000. Condensateurs C244, C257, C272, C285, C318, C345 - série NQ f. "Groupe technologique Aihuan". Le condensateur de cette série d'une capacité de 1600 μF et d'une tension nominale de 450 V peut supporter un courant ondulatoire de 9,8 A à une fréquence de 300 Hz et une température de 85°C. Pour garantir que l'amplitude des ondulations sur eux ne dépasse pas la valeur maximale admissible, il a été nécessaire de combiner les condensateurs connectés en parallèle en groupes. Vous pouvez essayer de remplacer les résistances d'accord R1, R10, R27 de la marque SP5-2V par des résistances SPZ-19A, SPZ-39, SP5-ZV, SP5-16 ou SP5-22.Remplacement par des résistances de la série PVZ3A ou PVM4 de Murata Manufacturing est possible. Cependant, les résistances d'ajustement importées ont une série de résistances différente et, par conséquent, lors du remplacement, il sera nécessaire d'ajuster les résistances des résistances constantes connectées en série avec les trimmers. Résistances R7, R8, R41, R42 - PA6 (non inductives) de LAET dans un boîtier. TO-247. Pour refroidir les résistances, des radiateurs HS104-50 séparés de dimensions 100x102x24,5 mm sont utilisés. Les résistances R48, R51 peuvent être utilisées soit de la même marque PA6, soit prendre des résistances de la série SMHP d'une puissance de 20 W dans le boîtier TO-263 de TT electronics, soit constituées de 4 résistances non inductives d'une puissance de 5 W. Résistance fixe R53 - fil, C5-43V-50 ou C5-35V. Il est important que cette résistance puisse facilement résister aux surcharges de courant à court terme. Résistances R63, R66 - bobinées, C5-47V. Les CVT RU1...RU6 type S20K680 peuvent être issues des marques B72220-S 681-K101, TVR20112 ou CNR20D112. La varistance RU7B72220-S102-K101 fonctionne à une tension de 895 V DC et est capable d'absorber de l'énergie jusqu'à 410 J. Elle peut être remplacée par deux varistances B72220-S681-K101 connectées en parallèle (chacune fonctionne à une tension de 895 V et peut absorber de l'énergie jusqu'à 250 J) . La varistance RU8 TVR20241 a une tension de fonctionnement CC de 200 V et est capable d'absorber l'énergie la plus élevée de 108 J. La varistance spécifiée peut être remplacée par B72220-S2131-K101, JVR-20N241K, S20K130E2 ou S20K150. Les diodes VD1, VD2, VD25, VD26, VD36 et VD38 de la marque DSDI60-16A peuvent être remplacées par des diodes DSDI60-18A du même fabricant ou par RHRG75120, RHRU100120 f. Fairchild Semiconductor Corporation". Les diodes sont montées sur des refroidisseurs séparés HS143-100 ou similaire. Les diodes de limitation bidirectionnelles VD3. VD4, VD22 et VD23 (ONS261-10-9) peuvent être remplacées par ONS261-Yu-8 ou ONS261-10-10. Les refroidisseurs appropriés sont les modèles 0171 ou 0371. Les diodes de limitation bidirectionnelles VD5, VD6, VD18 et VD19 de marque 1.5KE18CA peuvent être remplacées par 5KR15CA ou. P6KE18CA. Les diodes Schottky VD7...VD12, VD14, VD15 (SB5100) sont remplacées par MBR750. SB560, SB860 ou SB860F. La diode Zener VD13 1N5354B a une tension de claquage de 17 V. Elle peut être remplacée par 1SMA5930B, 1N5355B-MBR ou 1N5353B. Les diodes Schottky VD16 et VD17 (1N5819) sont remplacées par 11DQ06, 11DQ10, MBR160, SB140...SB160. SB1100, SR1100, SR106 ou SR180. Les diodes bidirectionnelles VD20 et VD21 (1.5KE8.2CA) sont remplaçables par des diodes de protection P6KE8.2CA, P6KE10CA ou 1.5KE10CA. L'ensemble de diodes VD24 de type MB154W peut être remplacé par l'un des appareils BR154, BR156, BR158 ou MB156W. Il est monté sur un refroidisseur, par exemple de marque HS183 aux dimensions 30x50x17 mm produit par Kinsten Industrial. Les diodes ultrarapides VD27...VD30 HFA15PB60 peuvent être remplacées par DSEI12-06A. FES16DT. FES16FT ou HFA15TB60. Ils sont montés sur quatre refroidisseurs HS184-30 séparés avec des dimensions hors tout de 30x41x30 mm ou similaires. Les diodes ultra-rapides VD31.VD34 150EBU04 permettent un courant direct de 150 A (à une température de 104°C) et supportent la tension inverse la plus élevée de 400 V. Leur durée typique de récupération inverse est de 172 ns (à un courant direct de 150 A , une tension inverse de 200 V et une température de 125 °C). La chute de tension directe maximale aux bornes de la diode 150EBU04 est de 1.17 V à un courant de 150 A et à 125 °C. Ces composants peuvent être remplacés par des ensembles HFA320NJ40C ou HFA280NJ60C, constitués de deux diodes. Cependant, il ne faut pas oublier que les diodes qu'elles contiennent ont une cathode commune. Le remplacement par MUR20060CT est également acceptable. Les quatre diodes (VD31...VD34) sont montées sur des refroidisseurs indépendants HS153-100 f. "Kinsten Industrial" ou similaire. Le pont de diodes triphasé VD35 de marque RM75TC-2H peut être remplacé par un pont similaire 160MT160KV. Le pont de diodes s'installe sur un refroidisseur HS153-50 ou similaire. La diode Zener VD37 de marque 1N5350B a une tension de claquage de 13 V (± 5 %). Elle peut être remplacée par l'une des diodes Zener 1N5351V, BZX85C-13V ou ZY13. La diode VD39 de la marque MUR420 peut être remplacée par BYD1100, BYV28-100. SBYV28-200. SF22. SF54 ou SB5100. Il est souhaitable que la LED HL1 ait une lueur verte ou bleue. Au lieu de la LED L-7113CGCK, vous pouvez prendre l'un des appareils KIPM01V-1L, KIPM07G-1L, L-383SGWT, ARL2-5213PGC ou L-1503SGC. Le transistor pn-p basse consommation KT361G (VT1) peut être remplacé par d'autres transistors de la série KT361, ainsi que par des dispositifs similaires. VS 157, VS 158 VS250V, VS250S. Les modules de puissance VT2 et VT10 contiennent chacun deux puissants IGBT connectés dans un circuit en demi-pont avec des diodes opposées intégrées. Les transistors des modules CM300DU-24NFH permettent un fonctionnement à des fréquences allant jusqu'à 30 kHz avec commutation dure et à des fréquences de 60...70 kHz en mode résonnant. Le courant continu des collecteurs des transistors peut atteindre 300 A, le courant impulsionnel est de 600 A et la tension maximale collecteur-émetteur est de 1200 V (à une température de 25°C). La tension de saturation collecteur-émetteur la plus élevée des transistors du module est de 6,5 V et sa valeur typique est de 5 V. Chaque module de puissance doit être installé sur un refroidisseur séparé, par exemple « DAU » de la série IHV ou IHM, et une longueur de 300 mm est suffisant. Au lieu de ces composants, il est permis d'utiliser des modules CM200DU-24NFH ou un certain nombre de transistors discrets, par exemple IRGPS60B120KDP. Ces derniers ont un courant collecteur constant de 105 A, un courant impulsionnel de 240 A et une tension collecteur-émetteur maximale de 1200 V (à une température de 25°C). L'appareil utilise les composants dont disposait l'auteur. Lors du choix des transistors clés, il ne faut pas oublier que le courant de collecteur admissible des IGBT diminue considérablement avec l'augmentation de la fréquence de conversion et de la température. À mesure que la température augmente, la puissance dissipée admissible des transistors diminue également. Courant le plus élevé de l'enroulement primaire d'un transformateur d'impulsions de puissance. T4 est d'environ 24 A, ce qui doit également être pris en compte. Les transistors VT3, VT4, VT7 et VT8 (2SA1244) peuvent être remplacés par 2SB1202. Les MOSFET VT5, VT6 et VT12 (IRF530N) peuvent être remplacés par IRFU3910, IRF530, IRL530N ou IRFI540G. Les transistors VT5 et VT6 sont montés sur des refroidisseurs miniatures KG-331 fabriqués par Kingcooler, et le transistor VT12 est monté sur un radiateur HS115-50, HS113-50 'Kinsten Industrial' ou similaire en efficacité. Le composant VT9 de marque 2N6284 peut être remplacé par 2N6283, KT827A, KT827B. Le transistor est monté sur un refroidisseur HS143-150 ou similaire. Le transistor bipolaire VT11 de marque 2N6284 peut être remplacé par un KT827A. Il doit être monté sur un refroidisseur HS153-50 ou similaire. Le Thyristor VS1 de marque T161-160-18 se monte sur un refroidisseur 0171 ou 0371. Il peut être remplacé par T161-160-14, T161-160-15, T161-160-16, T261-160-18 ou T161-200- 14. Papillon des gaz L1 - LPV2023-501KL f. "Bournes". Selon les données de référence, l'inductance de son enroulement est de 500 (± 10 %) μH et sa résistance la plus élevée est de 0,28 Ohm. La self peut supporter un courant maximum de 1,5 A. L'inducteur L2 est constitué de deux noyaux magnétiques toroïdaux en fer atomisé repliés ensemble. T650-26 ou T650-52 taille standard K165,0x88,9x50,8 f. "Micro-métaux". Les enroulements de l'inducteur sont enroulés simultanément en trois fils. Chaque enroulement doit contenir 18 tours et avoir une inductance de 265 μH. Comme fil de bobinage, il est permis d'utiliser une « queue de cochon » de 10 brins de fil de cuivre PEV-2 ou PETV 0,55 mm (pour le cuivre). Les selfs L3...L5 sont réalisées sur des noyaux toroïdaux en fer atomisé T400-26D de taille standard K102x57.2x33 mm avec une « queue de cochon » de 10 brins de fil de cuivre PEV-2 ou PETV d'un diamètre de chacun 0,55 mm (pour cuivre). Chaque enroulement est constitué de 32 tours, leur inductance est de 265 µH. L'accélérateur L6 est tiré du LPV2023-501KL f. "Bournes". Il a un courant maximum de 1,5 A, une inductance d'enroulement de 500 (± 10 %) μH et sa résistance ne dépasse pas 0,28 Ohm. L'inducteur à deux enroulements L7 est réalisé sur un noyau magnétique toroïdal en fer atomisé. T650-26 ou T650-52 K165x88,9x50,8 mm. Les enroulements de l'inducteur sont posés simultanément en deux fils jusqu'à ce que l'inductance de chaque enroulement soit de 35 µH (le nombre de tours de chaque enroulement est de 10). Les enroulements sont réalisés avec une « queue de cochon » de 90 brins de fil PEV-2, PETV ou PELSHO de 0,55 mm chacun (cuivre). Du fait que le redresseur de sortie est à double alternance, les ondulations de tension redressées ont une fréquence deux fois supérieure à la fréquence de conversion. Les selfs L8...L10 sont réalisées sur des noyaux magnétiques annulaires en fer atomisé. T650-26 ou T650-52 K165x88,9x50,8 mm. Le nombre de tours de chaque enroulement est de 10 et l'inductance de chaque inducteur est de 35 μH. Le fil de bobinage est une « queue de cochon » de 90 noyaux, chacun d'un diamètre de 0,62 mm. L'inducteur à deux enroulements L11 est réalisé sur deux noyaux magnétiques toroïdaux en fer atomisé repliés ensemble. T650-26 ou. T650-52 taille standard K165x88,9x50.8 mm produit par Micrometals. Les enroulements sont enroulés en « pigtails » de 22 brins de fil PETV ou PEV-2 de 0,55 mm (sur cuivre). Les enroulements, comportant chacun 29 tours, sont enroulés en deux fils. L'inductance de chaque enroulement est d'environ 675 μH. Le transformateur d'impulsions T1 est réalisé sur un noyau magnétique toroïdal en ferrite M2000NM-A de taille standard K39x24x7. L'enroulement I est enroulé avec des fils PEV-2 ou PETV de 0,38 mm pliés en quatre, les enroulements II, III, IV et V - avec des fils des mêmes qualités de 0,38 mm pliés en deux. L'enroulement I a 130+130 tours, les enroulements II, III, IV et V ont 130 tours chacun. L'isolation entre les enroulements est réalisée avec du ruban polyester ou lavsan. L'inductance des enroulements II, III, IV et V, ainsi que de l'un des demi-enroulements primaires, est de 22 mH. Le transformateur T1 peut également être enroulé sur un noyau blindé B36 en ferrite M2000NM1 (sans trimmer ni espace). Dans ce cas, les enroulements II, III, IV et V et chacun des demi-enroulements primaires doivent contenir 88 tours de fil de mêmes qualités et de même diamètre. L'inductance des enroulements ne changera pas non plus. Au lieu d'un transformateur linéaire monophasé de marque T2. OSM1 -0,063 380/5-24, vous pouvez prendre le transformateur OSM 1-0,063 380/36, OSM 1-0,1 380/5-24, OSM 1-0,16 380/5-24 ou similaire. Transformateur de courant. T3 est réalisé sur un noyau magnétique Ø 12x15 en ferrite manganèse-zinc 2500NMS1-11 ou 3000NMS. L'enroulement primaire est constitué d'une spire, pour plus de commodité, réalisée avec un faisceau de 22 noyaux de fil PEV-2 ou PETV de 0,55 mm (pour le cuivre). Le diamètre de chaque veine, compte tenu de l'épaisseur du revêtement isolant, est de 0,62 mm. Pour augmenter la résistance électrique de l'isolation, l'enroulement primaire du transformateur de courant passe à travers un tube en fibre de verre. L'enroulement secondaire contient 74+74 tours de deux fils monoconducteurs pliés des mêmes qualités de 0,33 mm (pour le cuivre). Pour éviter la saturation, un espace non magnétique de 0,05 mm d'épaisseur est laissé dans le noyau. Transformateur d'impulsions de puissance. T4 peut être réalisé sur cinq jeux de noyaux magnétiques repliés ensemble à travers des plots isolants de 0,05 mm d'épaisseur. Sh20x28 en ferrite 2500NMS1, conçu pour fonctionner dans des champs magnétiques puissants. Avec cette configuration, la plupart des enroulements seront protégés de la ferrite entourant les noyaux latéraux. Il est utile de créer un espace non magnétique de 0,02+0,02 mm dans le noyau magnétique, ce qui augmentera l'intensité maximale admissible du champ magnétique dans le noyau. L'utilisation de gros noyaux magnétiques est due à la fréquence de conversion de 25 kHz, dont le choix est lié à la vitesse de commutation admissible des transistors des modules VT2 et VT10. L'enroulement I T4 comporte 9 tours de « queue de cochon » à partir de 18 brins de fil PEV-2 ou PETV 0,47 mm. Le bobinage II a 1 tour de 0,47 mm. Les enroulements III et IV doivent être aussi identiques que possible et constitués de 2+2 tours d'une « queue de cochon » de 38 noyaux de 0,4 mm chacun. Entre les enroulements, vous devez poser une fine isolation (pas plus de 0,3 mm), mais qui doit fournir la résistance électrique nécessaire. Il est à noter que la pose des bobinages est très difficile, étant donné que la fenêtre du circuit magnétique est presque entièrement remplie. Au moins 4 radiateurs de marque KG-370 ou KG-222 doivent être collés au noyau du transformateur à l'aide de joints isolants en mica. Le disjoncteur triphasé FU1 de marque ABB S203 C40A peut être remplacé par ABB S203R C32, Moeller ZR PL6-C40/3, Moeller 3P PL6-C32/3. Les fusibles FU3 et FU4, conçus pour un courant de fonctionnement de 120 A, peuvent être utilisés pour les fusibles automobiles de "FLOSSER", de type "B" ou de marque. PN-2. Les ventilateurs M1...MZ JF0825B1Н fabriqués par Jamicon Corporation avec une tension d'alimentation de 12 V et une consommation de courant de 0,19 A ont des dimensions de 80x80x25 mm et une capacité de 1,1 m3/min. Ils peuvent être remplacés par JF0815B1H. JF0825S1H,EC8025M12SA.KF0820B1H, KF0820S1H ou similaire, consommant un courant ne dépassant pas 0,2 A. conception Le dispositif d'alimentation est connecté au réseau à l'aide d'un câble flexible de la marque. KGET-6 3x10+1x6+1x6 (TU16.K09-125-2002) ou similaire. Les condensateurs C12, C13 doivent être placés à proximité immédiate des broches 12 et 13 du microcontrôleur DA1. La longueur des conducteurs et la longueur des pistes doivent être aussi minimes que possible. La carte avec l'oscillateur maître est placée dans un blindage électromagnétique, connecté électriquement aux broches 10 et 12 de DA1. Les condensateurs C46.C220 sont soudés les uns à côté des autres des deux côtés d'un long circuit imprimé double face, rappelant une règle, le long duquel seules 4 pistes de bus sont gravées : deux d'un côté et deux du côté opposé. Les condensateurs C346...C381 sont connectés directement aux bornes des transistors clés des modules VT2 et VT10. Les circuits d'amortissement C3-R7-VD1, C4-R8-VD2, C42-R41-VD25 et C43-R42-VD26 sont connectés directement aux bornes collecteur-émetteur des transistors des modules VT2 et VT10. Les circuits d'amortissement RC C40-R37, C41-R38, C224-R48, C225-R49, C226-R50 et C227-R51 sont situés au plus près des composants correspondants ; transformateur de courant T3 et diodes VD31...VD34. Les pièces montées sur les refroidisseurs sont installées avec de la pâte thermique de marque ALSBG-3, KPT-8 ou similaire. Transformateur d'impulsions de puissance. T4 est placé sur le trajet du flux d'air de l'un des ventilateurs M1...MZ, car lorsque le SMPS fonctionne en mode longue durée avec une puissance de sortie maximale, le transformateur s'échauffe de manière assez significative. L'ensemble du SMPS est blindé, le blindage électromagnétique est connecté à un fil commun. Sous le condensateur C8 et la résistance R9, ainsi que les pistes les reliant du côté opposé de la carte double face, il est conseillé de laisser une feuille non gravée, qui joue le rôle d'écran, qui est connectée aux broches 10 et 12 de le microcircuit DA1. Réglage et ajustement. Avant d'effectuer les réglages, vous devez vérifier soigneusement l'installation et le phasage des transformateurs T1, T4, des selfs L2, L7 et L11, puis ajuster la résistance des résistances d'accord. La résistance R27 doit être maximale et les curseurs des résistances R1 et R10 doivent être réglés en position médiane. Vous pouvez maintenant commencer à tester l'appareil unité par unité, ce qui nécessitera un oscilloscope, une alimentation de laboratoire, un multimètre, des équivalents de charge (puissantes résistances) et deux lampes à incandescence de 300 W. Tout d’abord, vous devez vous assurer que le parasurtenseur fonctionne. Pendant le test, retirez le fusible FU2 pour couper l'alimentation auxiliaire de l'oscillateur maître, et ne connectez pas le redresseur VD35 au parasurtenseur. Lorsque le filtre est connecté au réseau, une tension alternative triphasée exactement de même amplitude qu'à l'entrée doit être présente à sa sortie. Lorsqu'il n'y a pas de charge, la composante réactive du courant consommé par le filtre du réseau ne doit pas dépasser significativement 0,4 A et la composante active du courant doit tendre vers zéro. Ensuite, le filtre est déconnecté du réseau et un redresseur Larionov y est connecté. Le redresseur à diodes VD27...VD30 est déconnecté de l'enroulement II du transformateur d'impulsions. T4 et connectez-y une alimentation de laboratoire avec une tension de sortie de 15...20 V et un courant admissible d'au moins 1 A. Il doit y avoir une tension constante d'environ 288 V sur le condensateur C12, les ventilateurs M1...MZ devrait commencer à travailler, etc. enfin, le thyristor VS1 devrait s'ouvrir. L'alimentation électrique du laboratoire est désormais coupée, mais pas déconnectée du redresseur. Coupez le circuit entre le point de connexion de la varistance RU8 de l'inductance L11, la résistance R63, les condensateurs C317, C346, C381 et le point de connexion des collecteurs IGBT VT2.1.VT10.1, résistances R7...R41. diodes VD1, VD3. VD22, VD25. Ainsi, le convertisseur d'impulsions sera déconnecté du redresseur secteur avec un système de charge progressive des condensateurs de filtrage. En parallèle avec le condensateur C317, une charge équivalente est connectée - deux lampes à incandescence de type LON d'une puissance de 300 W chacune connectées en série. Au cours de l'expérience, lorsque la résistance R53 commence à chauffer sensiblement, une tension est fournie au redresseur VD27.VD30 à partir de l'alimentation du laboratoire. Après avoir terminé toutes les opérations préparatoires, allumez l'appareil sur le réseau. La diode VD36 doit présenter une tension continue d'environ 515 V à la tension de ligne nominale (463 V à 565 V) avec un écart de tension de ligne de ±10 %. Dans ce cas, le thyristor VS1 doit être fermé, ce qui peut être déterminé à la fois par les instruments et par la présence d'échauffement de la résistance R53. Allumez l'alimentation du laboratoire, et VS1 devrait s'ouvrir, ce qui provoquera une diminution de la température de la résistance R53. Si tel est le cas, débranchez alors l'appareil du réseau, coupez l'alimentation du laboratoire et rétablissez les connexions entre le condensateur C317 et les collecteurs des transistors VT2.1 et VT10.1, ainsi que le redresseur VD27...VD30 et enroulement II du transformateur T4. Le fusible FU2 retiré est remis à sa place. Le pont de diodes VD24 est déconnecté du transformateur T2 et connecté à une alimentation de laboratoire avec une tension de sortie réglée sur 20 V (de 19 à 24 V). Une tension constante d'environ 19 V doit être présente sur les condensateurs C30 et C15. Un oscilloscope est connecté aux broches 11 et 14 du microcircuit DA1 et la fréquence est réglée à 1 kHz à l'aide d'une résistance ajustée R25. Pendant cette période, deux impulsions rectangulaires de polarité opposée avec des bords raides doivent être observées, et entre les impulsions il doit y avoir une pause de protection (Fig. 4, sensibilité - 5 V/cellule, durée de balayage - 5 μs/division). La durée de la pause de protection est choisie en fonction des paramètres des transistors clés utilisés. Il est souhaitable qu'elle soit d'au moins 2,1 µs. Pour modifier la durée du temps mort, vous devez prendre le condensateur C1 avec une capacité différente.
Une capacité plus grande entraînera une augmentation de la durée de la pause au niveau zéro, tandis qu'une capacité plus petite entraînera l'effet inverse. Mais ajuster la capacité du condensateur C1 entraînera une modification de la fréquence de conversion, et vous devrez à nouveau ajuster la fréquence à l'aide de la résistance d'ajustement R1. Entre les drains des transistors VT5 et VT6, il devrait y avoir des impulsions de tension presque de la même forme que sur la figure 4. La forme des impulsions de tension sur les deux moitiés de l'enroulement primaire du transformateur d'adaptation T1 est représentée sur la figure 5 (au moment de la mesure, aucune charge n'est connectée aux enroulements II, III, IV et V). Pour vérifier le fonctionnement du circuit de protection de courant, l'enroulement secondaire du transformateur de courant T3 est soudé et une alimentation de laboratoire avec une tension réglée de 39 V est connectée en parallèle aux résistances R43 et R6 afin que son «+» soit connecté à l'anode de la diode VD16, et « - » aux bornes 10 et 12 DA1. Dans ce cas, le contrôleur doit arrêter de générer des impulsions. Si vous connectez le «+» de l'alimentation du laboratoire à l'anode de la diode VD17, la génération d'impulsions devrait également s'arrêter. Débranchez l'unité de laboratoire et soudez le bobinage T3 en place. Vous pouvez vérifier le fonctionnement des circuits qui accélèrent la décharge des capacités grille-émetteur des transistors des modules VT2 et VT10 (R13-R20-R24-VD5-VD7-VD9-VT3, R14-R21-R25-VD6-VD8- VD10-VT4, R28-R30-R35 -VD11-VD14-VD18-VT7 et R29-R31-R36-VD12-VD15-VD19-VT8. En présence des circuits indiqués, la décharge des condensateurs de grille doit se produire plus rapidement que en leur absence. Il est utile de vérifier la forme des impulsions de tension entre les bornes grille-émetteur des transistors clés des modules de puissance VT2 et VT10. Sans circuits de décharge de condensateur de grille, la forme des impulsions est représentée dans l'oscillogramme de la Fig. 6a, et en présence des circuits indiqués - sur la Fig. 66 (sensibilité - 2 V/cellule, balayage - 0.2x50 μs/division) Les deux oscillogrammes ont été supprimés pour un IGBT (le collecteur IGBT n'est pas connecté aux circuits du convertisseur , les trois autres IGBT et les circuits de décharge accélérée de leurs condensateurs de grille sont déconnectés). Une influence significative sur la forme des impulsions de tension grille-émetteur des transistors des modules de puissance VT2 et VT10 est exercée par la résistance des résistances d'amortissement R24, R25, R28, R29 et des chaînes C20-R22 et C21-R23, qui peut être sélectionné pour améliorer la forme. Pour vérifier la régulation de tension en largeur d'impulsion, déconnectez la résistance R58 de R52 et connectez l'alimentation du laboratoire « - » au point d. Un oscilloscope est connecté en parallèle à l'un des enroulements secondaires (II, III, IV ou V) du transformateur d'impulsions T1, et les résistances R20, R21, R30, R31 sont dessoudées pendant toute la durée de l'expérience. En modifiant la tension de sortie de l'alimentation du laboratoire de zéro à 100 V, nous nous assurons que le rapport cyclique des impulsions change, mais que leur fréquence et leur forme restent inchangées. Ceci est montré dans les oscillogrammes (sensibilité de l'amplificateur Y - 5 V/cellule, balayage - 5 μs/division) : Fig. 7a - rapport cyclique minimum, Fig. 76 - moyenne et Fig. 7c - maximum. Si le réglage du rapport cyclique réussit, coupez l'alimentation électrique du laboratoire et soudez les résistances R20, R21, R30 et R31 en place.
Ce n'est qu'une fois les procédures terminées que vous pouvez allumer le SMPS sur le réseau (sans y connecter la charge). À l'aide de la résistance d'ajustement R10, la tension de sortie de la source est réglée à ±100 V. Entre les sorties SMPS -100 V et +100 V (après les fusibles FU3 et FU4), une charge équivalente avec une résistance de 3.6 Ohms est connectée. En équivalent de charge, vous pouvez utiliser des modules de résistances de freinage de la série OHMEGA de Danotherm ou des spirales nichrome montées sur un socle ininflammable. En tournant le curseur de la résistance R27, le système de protection est activé et l'alimentation est coupée à une puissance de charge de 11,1 kW. Prenez ensuite la charge équivalente de 4 ohms, ce qui correspond à une puissance de sortie de 10 kW. Lors de sa connexion à l'appareil, le système de protection ne doit pas fonctionner. À la fin des travaux de configuration, vous devez vérifier le fonctionnement de la source d'alimentation en mode long terme et surveiller les conditions thermiques des composants. Attention! Lors de l'installation et pendant le fonctionnement de la source, il est nécessaire de respecter les règles de sécurité. Auteur : E. Moskatov, Taganrog, région de Rostov.
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