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ENCYCLOPÉDIE DE LA RADIOÉLECTRONIQUE ET DU GÉNIE ÉLECTRIQUE Une description complète du schéma des alimentations PC de 200 watts. Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique
Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique / Alimentations Voici une description complète du schéma de circuit de l'une des alimentations à découpage de 200 watts (PS6220C, fabriquée à Taiwan).
La tension secteur alternative est fournie via l'interrupteur secteur PWR SW via le fusible secteur F101 4A, les filtres antiparasites formés par les éléments C101, R101, L101, C104, C103, C102 et les selfs L102, L103 pour :
Depuis le connecteur JP1, la tension secteur AC est fournie à :
En sortie du redresseur VR1, les capacités de lissage du filtre C1, C2 sont passantes. La thermistance THR limite le courant de charge d'appel initial de ces condensateurs. Le commutateur SW 115V/230V permet d'alimenter l'ASI aussi bien depuis le réseau 220-240V que depuis le réseau 110/127V. Les résistances à haute résistance R1, R2, les condensateurs shunt C1, C2 sont des baluns (égalisent les tensions sur C1 et C2) et assurent également la décharge de ces condensateurs après la mise hors tension de l'onduleur du secteur. Le résultat du fonctionnement des circuits d'entrée est l'apparition sur le bus de la tension redressée du réseau de tension continue Uep, égale à +310 V, avec quelques ondulations. Cet onduleur utilise un circuit de démarrage à excitation forcée (externe), qui est mis en œuvre sur un transformateur de démarrage spécial T1, sur l'enroulement secondaire duquel, une fois l'onduleur connecté au réseau, une tension alternative apparaît avec la fréquence du réseau d'approvisionnement. Cette tension est redressée par des diodes D25, D26 qui forment avec l'enroulement secondaire T1 un circuit de redressement double alternance avec un point milieu. C30 est la capacité de lissage du filtre, sur laquelle une tension constante est générée, qui est utilisée pour alimenter la puce de commande U4. Le circuit intégré TL494 est traditionnellement utilisé comme puce de contrôle dans cet onduleur. La tension d'alimentation du condensateur C30 est appliquée à la borne 12 U4. En conséquence, la tension de sortie de la source de référence interne Uref = -14 V apparaît à la broche 4 de U5, le générateur de tension en dents de scie interne du microcircuit démarre et des tensions de commande apparaissent aux broches 8 et 11, qui sont des séquences d'impulsions rectangulaires avec des fronts d'attaque négatifs, décalés les uns par rapport aux autres pendant une demi-période. Les éléments C29, R50, connectés aux broches 5 et 6 de la puce U4, déterminent la fréquence de la tension en dents de scie générée par le générateur interne de la puce. L'étage d'adaptation de cet onduleur est réalisé selon un circuit sans transistor avec commande séparée. La tension d'alimentation du condensateur C30 est fournie aux points médians des enroulements primaires des transformateurs de commande T2, T3. Les transistors de sortie de l'IC U4 remplissent les fonctions des transistors de l'étage d'adaptation et sont connectés selon le circuit OE. Les émetteurs des deux transistors (broches 9 et 10 du microcircuit) sont connectés au "corps". Les charges de collecteur de ces transistors sont les demi-enroulements primaires des transformateurs de commande T2, T3, reliés aux bornes 8, 11 du microcircuit U4 (collecteurs ouverts des transistors de sortie). Les autres moitiés des enroulements primaires T2, T3 avec les diodes D22, D23 qui leur sont connectées forment les circuits de démagnétisation des noyaux de ces transformateurs. Les transformateurs T2, T3 contrôlent les puissants transistors de l'onduleur en demi-pont. La commutation des transistors de sortie du microcircuit provoque l'apparition de FEM de commande pulsées sur les enroulements secondaires des transformateurs de commande T2, T3. Sous l'influence de ces transistors de puissance EMF Q1, Q2 s'ouvrent alternativement avec des pauses réglables ("zones mortes"). Par conséquent, un courant alternatif circule dans l'enroulement primaire du transformateur d'impulsions de puissance T5 sous la forme d'impulsions de courant en dents de scie. Ceci est dû au fait que l'enroulement primaire T5 est inclus dans la diagonale du pont électrique dont une branche est formée par les transistors Q1, Q2, et l'autre par les condensateurs C1, C2. Ainsi, lorsque l'un des transistors Q1, Q2 est ouvert, l'enroulement primaire T5 est connecté à l'un des condensateurs C1 ou C2, ce qui fait que le courant le traverse pendant toute la durée d'ouverture du transistor. Les diodes d'amortissement D1, D2 renvoient l'énergie stockée dans l'inductance de fuite de l'enroulement primaire T5 pendant l'état fermé des transistors Q1, Q2 vers la source (récupération). Le circuit C4, R7, shuntant l'enroulement primaire T5, contribue à la suppression des processus oscillatoires parasites haute fréquence qui se produisent dans le circuit formé par l'inductance de l'enroulement primaire T5 et sa capacité entre spires, lorsque les transistors Q1, Q2 sont fermés, lorsque le courant dans l'enroulement primaire s'arrête brusquement. Le condensateur C3, connecté en série avec l'enroulement primaire T5, élimine la composante continue du courant traversant l'enroulement primaire T5, éliminant ainsi la polarisation indésirable de son noyau. Les résistances R3, R4 et R5, R6 forment respectivement les diviseurs de base des transistors de puissance Q1, Q2 et assurent le mode de commutation optimal en termes de pertes de puissance dynamique sur ces transistors. La circulation du courant alternatif dans l'enroulement primaire T5 provoque la présence d'impulsions rectangulaires alternatives EMF sur les enroulements secondaires de ce transformateur. Le transformateur de puissance T5 a trois enroulements secondaires, dont chacun a une avance à partir du point médian. L'enroulement IV fournit une tension de sortie de +5 V. L'ensemble de diodes SD2 (demi-pont) forme avec l'enroulement IV un circuit de redressement double alternance avec un point médian (le point médian de l'enroulement IV est mis à la terre). Les éléments L2, C10, C11, C12 forment un filtre de lissage dans le canal +5 V. Pour supprimer les processus oscillatoires haute fréquence parasites qui se produisent lors de la commutation des diodes de l'ensemble SD2, ces diodes sont shuntées par des circuits RC apaisants C8, R10 et C9 , R11. L'ensemble de diodes SD2 sont des diodes à barrière Schottky, qui atteignent la vitesse requise et augmentent l'efficacité du redresseur. L'enroulement III avec l'enroulement IV fournit une tension de sortie de +12 V avec l'ensemble de diodes (demi-pont) SD1. Cet ensemble forme avec l'enroulement III un circuit de redressement double alternance avec un point milieu. Cependant, le point médian de l'enroulement III n'est pas mis à la terre, mais connecté au bus de tension de sortie +5 V. Cela permettra d'utiliser des diodes Schottky dans le canal de sortie +12 V, puisque la tension inverse appliquée aux diodes de redressement lors de cette connexion est ramenée à un niveau acceptable pour les diodes Schottky. Les éléments L1, C6, C7 forment un filtre de lissage dans la voie +12 V. Les résistances R9, R12 sont conçues pour accélérer la décharge des condensateurs de sortie des bus +5 V et +12 V après la mise hors tension de l'onduleur du secteur. Le circuit RC C5, R8 est conçu pour supprimer les processus oscillatoires qui se produisent dans un circuit parasite formé par l'inductance d'enroulement III et sa capacité entre spires. L'enroulement II à cinq prises fournit des tensions de sortie négatives de -5 V et -12 V. Deux diodes discrètes D3, D4 forment un demi-pont de redressement pleine onde dans le canal de sortie -12 V, et les diodes D5, D6 - dans le canal -5 V. Les éléments L3, C14 et L2, C12 forment des filtres de lissage pour ces canaux. L'enroulement II, ainsi que l'enroulement III, est shunté par un circuit RC apaisant R13, C13. Le point central de l'enroulement II est mis à la terre. La stabilisation des tensions de sortie est effectuée de différentes manières dans différents canaux. Les tensions de sortie négatives -5 V et -12 V sont stabilisées à l'aide de stabilisateurs linéaires intégrés à trois bornes U4 (type 7905) et U2 (type 7912). Pour ce faire, les tensions de sortie des redresseurs des condensateurs C14, C15 sont fournies aux entrées de ces stabilisateurs. Sur les condensateurs de sortie C16, C17, des tensions de sortie stabilisées de -12 V et -5 V sont obtenues. Les diodes D7, D9 assurent la décharge des condensateurs de sortie C16, C17 à travers les résistances R14, R15 après la mise hors tension de l'onduleur du réseau. Sinon, ces condensateurs seraient déchargés via le circuit stabilisateur, ce qui n'est pas souhaitable. A travers les résistances R14, R15, les condensateurs C14, C15 sont également déchargés. Les diodes D5, D10 assurent une fonction de protection en cas de panne des diodes de redressement. Si au moins une de ces diodes (D3, D4, D5 ou D6) s'avère "cassé", alors en l'absence de diodes D5, D10, une tension d'impulsion positive serait appliquée à l'entrée du stabilisateur intégral U1 ( ou U2), et à travers les condensateurs électrolytiques C14 ou C15, un courant alternatif circulerait, ce qui conduirait à leur défaillance. La présence de diodes D5, D10 dans ce cas élimine la possibilité d'une telle situation, car le courant les traverse. Par exemple, si la diode D3 est "cassé", la partie positive de la période où D3 doit être fermé, le courant se fermera dans le circuit: à-et D3 - L3 D7-D5- "cas". La stabilisation de la tension de sortie +5 V est réalisée par la méthode PWM. Pour ce faire, un diviseur résistif de mesure R5, R51 est connecté au bus de tension de sortie +52V. Un signal proportionnel au niveau de la tension de sortie dans le canal +5 V est prélevé sur la résistance R51 et envoyé à l'entrée inverseuse de l'amplificateur d'erreur DA3 (broche 1 de la puce de commande). L'entrée directe de cet amplificateur (broche 2) est alimentée par un niveau de tension de référence, prélevé sur la résistance R48, qui est inclus dans le diviseur VR1, R49, R48, qui est connecté à la sortie de la source de référence interne de l'U4 puce Uref = +5 V. Lorsque le niveau de tension sur le bus + 5 V sous l'influence de divers facteurs de déstabilisation, il y a un changement dans l'ampleur du décalage (erreur) entre les niveaux de tension de référence et contrôlés aux entrées du amplificateur d'erreur DA3. En conséquence, la largeur (durée) des impulsions de commande aux broches 8 et 11 de la puce U4 change de manière à ramener la tension de sortie +5 V déviée à la valeur nominale (lorsque la tension sur le +5 V bus diminue, la largeur des impulsions de commande augmente et lorsque cette tension augmente - diminue). Le fonctionnement stable (sans génération parasite) de l'ensemble de la boucle de régulation est assuré par une chaîne de contre-réaction dépendante de la fréquence recouvrant l'amplificateur d'erreur DA3. Cette chaîne est connectée entre les bornes 3 et 2 de la puce de commande U4 (R47, C27). La tension de sortie +12 V de cet onduleur n'est pas stabilisée. Le niveau de tension de sortie de cet onduleur est réglé uniquement pour les canaux +5 V et +12 V. Ce réglage est effectué en modifiant le niveau de tension de référence à l'entrée directe de l'amplificateur d'erreur DA3 à l'aide de la résistance ajustable VR1. Lorsque vous modifiez la position du curseur VR1 pendant le processus de configuration de l'onduleur, le niveau de tension sur le bus +5 V changera dans certaines limites, et donc sur le bus +12 V, car. la tension du bus +5 V est fournie au point médian de l'enroulement III. La protection combinée de cet onduleur comprend :
Examinons chacun de ces schémas. Le circuit de commande de limitation utilise un transformateur de courant T4 comme capteur, dont l'enroulement primaire est connecté en série avec l'enroulement primaire du transformateur d'impulsions de puissance T5. La résistance R42 est la charge de l'enroulement secondaire T4 et les diodes D20, D21 forment un circuit pleine onde pour redresser la tension d'impulsion alternative prélevée sur la charge R42. Les résistances R59, R51 forment un diviseur. Une partie de la tension est lissée par le condensateur C25. Le niveau de tension sur ce condensateur dépend proportionnellement de la largeur des impulsions de commande aux bases des transistors de puissance Q1, Q2. Ce niveau est envoyé à travers la résistance R44 à l'entrée inverseuse de l'amplificateur d'erreur DA4 (broche 15 de la puce U4). L'entrée directe de cet amplificateur (broche 16) est mise à la terre. Les diodes D20, D21 sont connectées de sorte que le condensateur C25, lorsque le courant circule à travers ces diodes, est chargé à une tension négative (par rapport au fil commun). En fonctionnement normal, lorsque la largeur des impulsions de commande ne dépasse pas les limites autorisées, le potentiel de la broche 15 est positif, du fait de la connexion de cette broche à travers la résistance R45 avec le bus Uref. Si la largeur d'impulsion de commande est augmentée de manière excessive pour une raison quelconque, la tension négative aux bornes du condensateur C25 augmente et le potentiel de la sortie 15 devient négatif. Cela conduit à l'apparition de la tension de sortie de l'amplificateur d'erreur DA4, qui était auparavant égale à 0 V. Une nouvelle augmentation de la largeur des impulsions de commande conduit au fait que la commande de commutation du comparateur PWM DA2 est transférée au l'amplificateur DA4, et l'augmentation subséquente de la largeur des impulsions de commande ne se produit plus (mode restreint), car la largeur de ces impulsions ne dépend plus du niveau du signal de contre-réaction à l'entrée directe de l'amplificateur d'erreur DA3. Le circuit de protection contre les courts-circuits dans les charges peut être conditionnellement divisé en protection des canaux pour générer des tensions positives et protection des canaux pour générer des tensions négatives, qui sont mises en œuvre dans les circuits à peu près de la même manière. Le capteur du circuit de protection contre les courts-circuits dans les charges des voies de génération de tensions positives (+5 V et +12 V) est un diviseur résistif à diodes D11, R17, connecté entre les bus de sortie de ces voies. Le niveau de tension à l'anode de la diode D11 est un signal commandé. En fonctionnement normal, lorsque les tensions sur les bus de sortie des voies +5 V et +12 V ont des valeurs nominales, le potentiel d'anode de la diode D11 est d'environ +5,8 V, car à travers le diviseur-capteur, le courant passe du bus +12 V au bus +5 V le long du circuit : bus +12 V - R17-D11 - bus +5 V. Le signal commandé de l'anode D11 est envoyé au diviseur résistif R18, R19. Une partie de cette tension est prélevée sur la résistance R19 et envoyée à l'entrée directe du comparateur 1 de la puce U3 de type LM339N. Le niveau de tension de référence est fourni à l'entrée inverseuse de ce comparateur à partir de la résistance R27 du diviseur R26, R27 reliée à la sortie de la source de référence Uref=+5V de la puce de commande U4. Le niveau de référence est choisi de telle sorte qu'en fonctionnement normal, le potentiel de l'entrée directe du comparateur 1 dépasse le potentiel de l'entrée inverse. Alors le transistor de sortie du comparateur 1 est fermé, et le circuit UPS fonctionne normalement en mode PWM. En cas de court-circuit dans la charge de la voie +12 V par exemple, le potentiel d'anode de la diode D11 devient égal à 1 V, donc le potentiel de l'entrée inverseuse du comparateur 4 deviendra supérieur au potentiel de l'entrée directe et le transistor de sortie du comparateur s'allumeront. Cela entraînera la fermeture du transistor Q39, qui est normalement ouvert par le courant de base traversant le circuit: bus Upom - R36 - R4 b-e QXNUMX - "boîtier". L'activation du transistor de sortie du comparateur 1 connecte la résistance R39 au "corps", et donc le transistor Q4 est fermé passivement par une polarisation nulle. La fermeture du transistor Q4 entraîne la charge du condensateur C22, qui agit comme une liaison à retard de protection. Le retard est nécessaire pour ces raisons que dans le processus d'entrée de l'onduleur en mode, les tensions de sortie sur les bus +5 V et +12 V n'apparaissent pas immédiatement, mais lorsque les condensateurs de sortie haute capacité se chargent. La tension de référence de la source Uref, au contraire, apparaît presque immédiatement après la connexion de l'onduleur au réseau. Par conséquent, en mode de démarrage, le comparateur 1 commute, son transistor de sortie s'ouvre et s'il n'y avait pas de condensateur de retard C22, cela conduirait à un fonctionnement de protection immédiatement à la mise sous tension de l'onduleur. Cependant, C22 est inclus dans le circuit, et l'opération de protection ne se produit qu'après que la tension dessus ait atteint le niveau déterminé par les valeurs des résistances R37, R58 du diviseur connecté au bus Upom et qui est la base du transistor Q5. Lorsque cela se produit, le transistor Q5 s'allume et la résistance R30 est connectée via la petite résistance interne de ce transistor au "boîtier". Par conséquent, il existe un chemin pour que le courant de base du transistor Q6 traverse le circuit : Uref - e-b Q6 - R30 - e-Q5 "cas". Le transistor Q6 s'ouvre avec ce courant jusqu'à saturation, à la suite de quoi la tension Uref = 5 V, qui est alimentée par l'émetteur du transistor Q6, est appliquée par sa faible résistance interne à la broche 4 de la puce de commande U4. Ceci, comme indiqué précédemment, entraîne l'arrêt du chemin numérique du microcircuit, la perte des impulsions de commande de sortie et la fin de la commutation des transistors de puissance Q1, Q2, c'est-à-dire à l'arrêt de sécurité. Un court-circuit dans la charge du canal +5 V amènera le potentiel d'anode de la diode D11 à n'être que d'environ +0,8 V. Par conséquent, le transistor de sortie du comparateur (1) sera ouvert et un arrêt de protection se produira. De même, une protection contre les courts-circuits est intégrée dans les charges des voies pour générer des tensions négatives (-5 V et -12 V) sur le comparateur 2 du microcircuit U3. Les éléments D12, R20 forment un capteur-diviseur résistif diode connecté entre les bus de sortie des voies pour générer des tensions négatives. Le signal commandé est le potentiel de la cathode de la diode D12. Avec un court-circuit dans la charge du canal -5 V ou -12 V, le potentiel de la cathode D12 augmente (de -5,8 à 0 V avec un court-circuit dans la charge du canal -12 V et jusqu'à -0,8 V avec un court-circuit circuit dans la charge du canal -5 V) . Dans tous ces cas, le transistor de sortie normalement fermé du comparateur 2 s'ouvre, ce qui fait fonctionner la protection selon le mécanisme ci-dessus. Dans ce cas, le niveau de référence de la résistance R27 est envoyé à l'entrée directe du comparateur 2 et le potentiel de l'entrée inverseuse est déterminé par les valeurs des résistances R22, R21. Ces résistances forment un diviseur alimenté bipolaire (la résistance R22 est connectée au bus Uref = +5 V, et la résistance R21 est connectée à la cathode de la diode D12, dont le potentiel en fonctionnement normal de l'ASI, comme déjà noté, est de -5,8 V ). Par conséquent, le potentiel de l'entrée inverseuse du comparateur 2 en fonctionnement normal est maintenu inférieur au potentiel de l'entrée directe, et le transistor de sortie du comparateur sera fermé. La protection contre les surtensions en sortie sur le bus +5 V est réalisée sur les éléments ZD1, D19, R38, C23. La diode zener ZD1 (avec une tension de claquage de 5,1 V) est connectée au bus de tension de sortie +5 V. Par conséquent, tant que la tension sur ce bus ne dépasse pas +5,1 V, la diode zener est fermée et le transistor Q5 est également fermé. Si la tension sur le bus +5 V dépasse +5,1 V, la diode zener "perce" et un courant de déverrouillage circule dans la base du transistor Q5, ce qui entraîne l'ouverture du transistor Q6 et l'apparition d'un tension Uref = +5 V à la broche 4 de la puce de commande U4, ceux-ci. à l'arrêt de sécurité. La résistance R38 est un ballast pour la diode Zener ZD1. Le condensateur C23 empêche le déclenchement de la protection lors de surtensions aléatoires de courte durée sur le bus +5 V (par exemple, suite à un établissement de tension après une chute brutale du courant de charge). La diode D19 se découple. Le circuit de génération de signal PG dans cet onduleur est à double fonction et est monté sur les comparateurs (3) et (4) du microcircuit U3 et du transistor Q3. Le circuit est basé sur le principe du contrôle de la présence d'une tension alternative basse fréquence sur l'enroulement secondaire du transformateur de démarrage T1, qui n'agit sur cet enroulement que s'il existe une tension d'alimentation sur l'enroulement primaire T1, c'est-à-dire pendant que l'onduleur est connecté au secteur. Presque immédiatement après la mise sous tension de l'onduleur, la tension auxiliaire Upom apparaît sur le condensateur C30, qui alimente la puce de commande U4 et la puce auxiliaire U3. De plus, la tension alternative de l'enroulement secondaire du transformateur de démarrage T1 à travers la diode D13 et la résistance de limitation de courant R23 charge le condensateur C19. Le diviseur résistif R19, R24 est alimenté en tension à partir de C25. Avec la résistance R25, une partie de cette tension est appliquée à l'entrée directe du comparateur 3, ce qui conduit à la fermeture de son transistor de sortie. Apparaissant immédiatement après, la tension de sortie de la source de référence interne du microcircuit U4 Uref = +5 V alimente le diviseur R26, R27. Par conséquent, le niveau de référence de la résistance R3 est fourni à l'entrée inverseuse du comparateur 27. Cependant, ce niveau est choisi inférieur au niveau à l'entrée directe, et donc le transistor de sortie du comparateur 3 reste à l'état fermé. Par conséquent, le processus de charge de la capacité de maintien C20 commence le long de la chaîne: Upom - R39 - R30 - C20 - "cas". La tension croissante au fur et à mesure que le condensateur C20 se charge est appliquée à l'entrée inverse 4 du microcircuit U3. L'entrée directe de ce comparateur est alimentée en tension par la résistance R32 du diviseur R31, R32 reliée au bus Upom. Tant que la tension sur le condensateur de charge C20 ne dépasse pas la tension sur la résistance R32, le transistor de sortie du comparateur 4 est fermé. Par conséquent, le courant d'ouverture circule dans la base du transistor Q3 à travers le circuit: Upom - R33 - R34 - b-e Q3 - "case". Le transistor Q3 est ouvert à la saturation, et le signal PG prélevé sur son collecteur est passif bas et interdit le démarrage du processeur. Pendant ce temps, pendant lequel le niveau de tension sur le condensateur C20 atteint le niveau sur la résistance R32, l'onduleur parvient à entrer de manière fiable dans le mode de fonctionnement nominal, c'est-à-dire toutes ses tensions de sortie apparaissent en entier. Dès que la tension en C20 dépasse la tension prélevée sur R32, le comparateur 4 commute et son transistor de sortie devient passant. Cela entraînera la fermeture du transistor Q3 et le signal PG, prélevé sur sa charge de collecteur R35, devient actif (niveau H) et permet au processeur de démarrer. Lorsque l'onduleur est éteint du secteur, la tension alternative disparaît sur l'enroulement secondaire du transformateur de démarrage T1. De ce fait, la tension aux bornes du condensateur C19 décroît rapidement du fait de la faible capacité de ce dernier (1 microfarad). Dès que la chute de tension aux bornes de la résistance R25 devient inférieure à celle aux bornes de la résistance R27, le comparateur 3 bascule et son transistor de sortie devient passant. Cela entraînera un arrêt de protection des tensions de sortie de la puce de commande U4, car. le transistor Q4 s'ouvre. De plus, à travers le transistor de sortie ouvert du comparateur 3, le processus de décharge accélérée du condensateur C20 le long du circuit commencera: (+) C20 - R61 - D14 - k-e du transistor de sortie du comparateur 3 - "cas" . Dès que le niveau de tension en C20 devient inférieur au niveau de tension en R32, le comparateur 4 commute et son transistor de sortie se bloque. Cela entraînera l'ouverture de Q3 et le signal PG deviendra inactif bas avant que les tensions du bus de sortie de l'onduleur ne commencent à chuter de manière inacceptable. Cela initialisera le signal de réinitialisation du système de l'ordinateur et réinitialisera toute la partie numérique de l'ordinateur. Les deux comparateurs 3 et 4 du circuit de génération de signal PG sont couverts par une rétroaction positive avec les résistances R28 et R60 respectivement, ce qui accélère leur commutation. Une transition en douceur vers le mode dans cet onduleur est traditionnellement assurée à l'aide de la chaîne de formation C24, R41, connectée à la broche 4 de la puce de commande U4. La tension résiduelle sur la broche 4, qui détermine la durée maximale possible des impulsions de sortie, est définie par le diviseur R49, R41. Le moteur du ventilateur est alimenté par la tension du condensateur C14 dans le canal de génération de tension -12 V à travers un filtre en forme de L de découplage supplémentaire R16, C15. Auteurs : Golovkov A. V., Lyubitsky V. B.
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