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ENCYCLOPÉDIE DE LA RADIOÉLECTRONIQUE ET DU GÉNIE ÉLECTRIQUE Alimentation quasi-résonante en demi-pont. Encyclopédie de la radioélectronique et de l'électrotechnique
Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique / Alimentations Pour améliorer les caractéristiques des alimentations à découpage assemblées à base de convertisseurs en pont et demi-pont, notamment pour réduire le risque de courant traversant et augmenter le rendement, les auteurs proposent de transférer ces sources vers un mode de fonctionnement quasi-résonant. L'article décrit fournit un exemple pratique d'une telle alimentation. Souvent, pour réduire la taille et le poids, les alimentations (PS) avec transformateur réseau sont remplacées par des convertisseurs de tension impulsionnelle. L'avantage en est évident : poids et dimensions réduits, consommation de cuivre nettement inférieure pour les produits de bobinage, rendement élevé de l'alimentation électrique. Cependant, les alimentations pulsées présentent également des inconvénients : une mauvaise compatibilité électromagnétique, la possibilité d'apparition de courant traversant les transistors des convertisseurs push-pull, la nécessité d'introduire des circuits de protection contre les surintensités et la difficulté de démarrer une charge capacitive sans prendre de mesures particulières pour limiter le courant de charge. Considérons, à l'aide de l'exemple d'un convertisseur de tension auto-oscillant en demi-pont push-pull [1], comment dans une certaine mesure ces inconvénients peuvent être éliminés ou réduits en changeant son mode de fonctionnement. Transférons le convertisseur vers un mode de fonctionnement quasi-résonant en introduisant un circuit résonant [2]. Dans ce cas, la forme du courant traversant l'enroulement primaire du transformateur d'impulsions est illustrée à la Fig. 1.
En figue. La figure 2 montre les formes d'onde de tension et de courant pour l'un des transistors de commutation. Les figures montrent que le convertisseur fonctionne en mode quasi-résonant : il n'y a pas de courant traversant dans ce cas.
La tension à la base du transistor de commutation diminue et devient nulle à la fin de l'impulsion. Ainsi, le passage à un mode de fonctionnement quasi-résonant élimine complètement les pertes dynamiques dans les transistors de commutation et les problèmes liés à la compatibilité électromagnétique des dispositifs sensibles à alimentation pulsée, puisque le spectre des oscillations générées est fortement rétréci. Un convertisseur demi-pont diffère d'un convertisseur en pont push-pull par le plus petit nombre de transistors utilisés ; à partir d'un push-pull avec une sortie centrale - la moitié de la tension sur les transistors. Un convertisseur autogénérateur diffère des convertisseurs avec oscillateur maître, tout d'abord par le nombre minimum d'éléments, le rendement maximum possible, et l'utilisation d'un transformateur auxiliaire saturable est garantie pour exclure la possibilité de courant traversant. Le circuit d'une alimentation quasi-résonante en demi-pont, dépourvu des inconvénients énumérés, est représenté sur la Fig. 3.
Principales caractéristiques techniques
L'IP contient les composants suivants : un filtre de suppression de bruit C1C2L1, qui empêche la pénétration des ondulations haute fréquence créées par le convertisseur dans le réseau d'alimentation ; redresseur de réseau VD1 avec condensateur de filtrage C3 ; circuits de protection contre les surcharges et les courts-circuits dans la charge R1R2VD2K1U1VD3VD4R6R7C7. Le circuit de protection consomme un courant insignifiant, il a donc peu d'effet sur l'efficacité globale de la source, mais si nécessaire, l'efficacité peut être légèrement augmentée en remplaçant la diode Zener VD2 par une diode à tension plus élevée. Les résistances R6 et R7 forment un diviseur de tension nécessaire pour activer la diode électroluminescente de l'optocoupleur à thyristors. Si ces résistances fixes sont remplacées par une résistance variable, le seuil de protection peut être ajusté dans des limites très larges. Si vous envisagez d'alimenter une charge avec une grande capacité (plus de 5000 μF), pour éliminer les faux déclenchements de protection, vous devez augmenter la capacité du condensateur C7, cependant, le temps d'attente avant d'allumer la source augmentera dans ce cas. Les éléments R3, R4, C4, C5 forment un diviseur de tension. Les résistances R3, R4 sont nécessaires pour décharger les condensateurs du filtre C3 et du diviseur C4C5 après coupure de l'alimentation. Le condensateur C6 et l'inductance L2 sont un circuit résonant. Le circuit de déclenchement est exactement le même que dans le dispositif décrit à l'article [1]. Il se compose du transistor VT3, des résistances R10-R12 et du condensateur C10. Le transistor VT3 fonctionne en mode avalanche. L'impulsion de déclenchement ouvre le transistor VT2, fournissant une asymétrie initiale. Diodes VD5-VD8 - redresseur de sortie avec condensateurs de filtrage C8, C9. La LED HL1 indique la présence de tension à la sortie de l'IP. L'autogénération d'oscillations se produit à la suite d'une rétroaction positive de l'enroulement III du transformateur T1 à l'enroulement III du transformateur T2 via la résistance de limitation de courant R9. À mesure que sa résistance diminue, la fréquence de conversion diminue, ce qui entraîne un déplacement de l'efficacité maximale de la source vers une puissance de charge plus élevée. L'appareil utilise les condensateurs K73-17 (C1, C2, C6, C9, C10), K73-11 (C4, C5), K50-32 (C3), K50-24 (C7, C8). Toutes les résistances sont C2-23. Au lieu des condensateurs et résistances spécifiés, il est possible d'utiliser d'autres composants, cependant, les condensateurs doivent être sélectionnés avec une tangente de perte diélectrique minimale dans la plage de fréquences de fonctionnement de la conversion d'alimentation. Pont de diodes VD1 - tout avec un courant direct admissible supérieur à 1 A et une tension inverse admissible d'au moins 400 V, par exemple BR310. Il est également possible d'utiliser des diodes discrètes, par exemple KD202R, connectées via un circuit en pont. Il est préférable d'utiliser le transistor KT315G (VT3) dans l'appareil - le circuit de déclenchement fonctionnera immédiatement avec lui, le transistor KT315B devra être sélectionné et il est préférable de ne pas utiliser les transistors KT315A, KT315V. Les transistors KT826V (VT1, VT2) sont interchangeables avec n'importe quelle série KT826 ou KT812A, KT812B. En raison des faibles pertes, les transistors ne peuvent pas être installés sur des dissipateurs thermiques. Les diodes du redresseur de sortie KD213A (VD5-VD8) peuvent être remplacées par des séries KD213B, KD213V ou KD2997, KD2999. Ils doivent être installés sur un dissipateur thermique ayant une surface de refroidissement d'au moins 10 cm2. L'IP utilise un relais électromagnétique CC GBR10.1-11.24 avec une tension de fonctionnement de 24 V, capable de commuter un courant alternatif de 8 A dans des circuits avec des tensions allant jusqu'à 250 V. Il peut être remplacé par tout autre avec un courant alternatif commuté autorisé courant d'au moins 1 A dans les circuits de tension 250 V. Cependant, il est conseillé d'utiliser un relais avec un courant de commutation minimum pour augmenter l'efficacité de l'alimentation, car plus le courant de commutation est faible, plus la résistance des résistances R1 est grande. , R2 et moins de puissance y sera dissipée. Les selfs L1, L2 et le transformateur T1 ont été utilisés prêts à l'emploi - à partir d'un ancien ordinateur EC1060 : L1 - I5, L2 - 4777026 ou 009-01, T1 - 052-02. Vous pouvez les fabriquer vous-même. L'inducteur L1 est enroulé (deux enroulements en même temps) sur un noyau magnétique annulaire K28x16x9 en ferrite (par exemple, nuances M2000NM-A ou M2000NM1-17) ou en alsifer. Ses enroulements contiennent 315 tours de fil PEV-2 0,3. La self résonante L2 est enroulée sur un noyau magnétique annulaire K20x10x5 en ferrite M2000NM-A. Son enroulement contient 13 tours de fil PEV-2 0,6. Le transformateur T1 est enroulé sur un noyau magnétique annulaire K45x28x8 en ferrite M2000NM1-17. L'enroulement I contient 200 tours de fil PEV-2 0,6, l'enroulement II - 35 tours de fil PEV-2 1, l'enroulement III - 5 tours de fil PEV-2 0,6. L'ordre d'enroulement des enroulements sur le circuit magnétique est arbitraire. Entre les enroulements, il est nécessaire de poser une couche d'isolation, par exemple un ruban fluoroplastique. De plus, le transformateur doit être imprégné, par exemple, de paraffine de bougie ou de cérésine. Cela augmentera non seulement la rigidité diélectrique de l'isolation, mais réduira également le bourdonnement créé par la source au ralenti. Le transformateur T2 est enroulé sur un noyau magnétique annulaire K20x10x5 en ferrite M2000NM-A. Les enroulements I et II contiennent chacun sept tours de fil PEV-2 0,3 (ils sont enroulés simultanément en deux fils), et l'enroulement III contient neuf tours de fil PEV-2 0,3. La conception de l'alimentation peut être arbitraire ; la position relative des éléments sur la carte n'est pas critique. Il est seulement important d'assurer une bonne circulation de l'air vers les dispositifs semi-conducteurs par convection naturelle ou d'installer l'alimentation électrique à l'intérieur de l'appareil alimenté, à proximité du ventilateur. L'IP décrit ne nécessite pratiquement aucun réglage, même s'il convient de s'assurer que le convertisseur fonctionne en mode quasi-résonant. Pour ce faire, une charge équivalente est connectée à la sortie de l'alimentation - une résistance d'une puissance de 100 W et une résistance de 36 Ohms. Une résistance supplémentaire d'une résistance de 6...0,1 Ohm et d'une puissance de 1...1 W est connectée en série avec le condensateur C2. Les sondes de l'oscilloscope sont connectées à une résistance supplémentaire : commune - au point milieu du diviseur de tension R3R4C4C5, signal - au condensateur C6. Il faut s'assurer que l'oscilloscope n'est pas connecté galvaniquement au réseau. S'il est connecté, il doit être connecté au réseau via un transformateur d'isolement avec un rapport de transformation de 1:1. Dans tous les cas, les règles de sécurité doivent être respectées. En mettant l'IP sous tension, assurez-vous qu'il y a des impulsions de courant en forme de cloche avec une pause à zéro. Si la forme de l'impulsion diffère de celle illustrée sur la Fig. Comme illustré sur la figure 1, il faut sélectionner le nombre de tours de l'inducteur L2 jusqu'à obtenir la résonance. Sur une résistance supplémentaire avec une résistance de 0,1 Ohm, l'amplitude d'impulsion doit être d'environ 0,1 V. Vous devez maintenant comparer la forme du courant et de la tension sur le transistor de commutation VT2 avec celles illustrées sur la Fig. 2 graphiques. S'ils sont de forme proche, l'IP fonctionne sur un mode quasi-résonant. Le seuil de protection peut être modifié. Pour ce faire, sélectionnez la résistance de la résistance R7 afin que la protection fonctionne au courant de charge requis. S'il est nécessaire de couper l'alimentation lorsque la puissance de charge est inférieure à 70 W, la résistance R7 doit être réduite. Pour limiter le courant de charge du condensateur C3 au moment de la mise sous tension, nous recommandons de connecter une résistance d'une résistance de 5,6 ... 10 Ohms d'une puissance de 2 W à l'écart de n'importe quel fil réseau. littérature
Auteurs : E. Gaino, E. Maskatov, Taganrog, région de Rostov.
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Commentaires sur l'article : Vladimir Le schéma est très attractif. Mais il y a quelques questions : la fréquence de fonctionnement passe de 12 kHz à 57 kHz lorsque la charge change. Par conséquent, l'efficacité est également sujette à changement. A quelle charge est la fréquence maximale et à quel minimum ? Est-il possible d'utiliser "nos" composants radio chinois dans le circuit ? Transistors, condensateurs et ferrites. L'inductance de la bobine résonnante n'est pas précisée, mais ce serait bien. Sinon, tout est clair et correspond à des circuits de travail avec une charge résonnante. Une dernière question : le circuit du ballast de la lampe fluorescente est-il résonnant ou quasi-résonant ? Je suis un peu confus sur les définitions. [oups] [up]
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