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ENCYCLOPÉDIE DE LA RADIOÉLECTRONIQUE ET DU GÉNIE ÉLECTRIQUE Source inverseur de courant de soudage. Expérience en réparation et calcul d'éléments électromagnétiques. Encyclopédie de la radioélectronique et de l'électrotechnique
Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique / poste à souder Les sources de courant de soudage à onduleur (IWS), parfois pas tout à fait correctement appelées haute fréquence, présentent des avantages évidents par rapport aux sources de transformateur classiques (moins de poids et de volume, excellentes caractéristiques de charge), mais ne sont pas largement utilisées dans notre pays. Très probablement, en raison du coût élevé, inaccessible à la plupart des consommateurs potentiels. De nombreux radioamateurs tentent de créer leur propre IIST. Cependant, des difficultés importantes surviennent sur cette voie, principalement liées au manque d'expérience dans le développement de dispositifs à forte consommation d'énergie dans lesquels les valeurs de courant et de tension dépassent largement les limites habituelles. L'auteur partage son expérience de réparation d'ISIS de fabrication industrielle, qui a nécessité la sélection d'éléments de puissance défaillants et des modifications assez importantes du circuit. Une méthode de calcul des principaux éléments électromagnétiques de l'IIST est présentée. Un beau moment, une machine à souder RytmArc défectueuse de Castolin Eutectic est tombée entre mes mains, produite en 1988. L'ancien propriétaire, ne croyant plus que l'appareil pouvait être réparé, l'a donné contre des pièces de rechange. Après inspection de l'appareil, il s'est avéré que ce représentant typique de la famille des IIST monophasés de faible puissance orientés vers un usage domestique est fabriqué selon le circuit inverseur typique en demi-pont avant à cycle unique pour les appareils de cette classe et est destiné au soudage électrique manuel avec un courant continu de 5... 140 A avec une durée relative de soudage allant jusqu'à 100 % du cycle de soudage/pause. Dans la version originale, l'onduleur était construit sur de puissants transistors composites bipolaires haute tension ESM2953, qui sont tombés en panne. Plusieurs transistors de moindre puissance se sont également révélés défectueux et certaines pièces manquaient tout simplement. Dans une telle situation, la décision la plus justifiée semblait être d'acheter de nouveaux transistors et de remplacer ceux brûlés par ceux-ci. Cependant, la société commerciale qui possédait les transistors nécessaires les proposait au prix de 65 dollars pièce, à condition d'acheter un paquet complet de 50 pièces. Naturellement, cette option n’a pas fonctionné et nous avons dû chercher une alternative. Le choix s'est porté sur les transistors bipolaires à grille isolée IRG1PC4U (Insulated Gate Bipolar Transistors - IGBT [50]), vendus au détail librement à 14 $ pièce. Contrairement à l'ESM2953, le collecteur du transistor IRG4PC50U est connecté électriquement à sa base de dissipateur thermique. Par conséquent, il a été décidé d'installer chaque IGBT sur une plaque d'aluminium mesurant 30x25x4 mm, et de presser cette dernière contre le dissipateur thermique principal à travers des entretoises en mica de 0,5 mm d'épaisseur. Comme le mica de l'épaisseur requise n'était pas disponible, les joints étaient constitués de plusieurs couches de matériau plus fin, « collées ensemble » avec une pâte conductrice de chaleur. Pour lancer l'IIST, il a fallu développer et fabriquer un nouveau driver pour contrôler l'IGBT et un temporisateur de perte pour le limiteur de courant pour charger le condensateur du filtre redresseur secteur. Heureusement, la carte de l’unité de commande n’a pas nécessité de réparation. L'appareil restauré fonctionne parfaitement depuis plus de quatre ans. Le diagramme IIST après réparation est présenté sur la Fig. 1, et son aspect avec le couvercle retiré est représenté sur la Fig. 2, où les principaux éléments sont marqués. En raison du manque de documentation d'usine, les désignations de position des éléments ne coïncident pas avec celles de « marque ».
Les solutions techniques utilisées dans cet IIST sont typiques des appareils de cette classe. Pour ceux qui vont réparer ou même concevoir eux-mêmes de tels appareils, il est utile de se familiariser plus en détail avec sa structure.
Lorsque l'interrupteur SA1 est fermé, une tension alternative de 220 V, 50 Hz est fournie à l'enroulement primaire du transformateur T1, qui alimente tous les composants électroniques de l'IIST (à l'exception de l'onduleur lui-même), et à travers la résistance R1, qui limite le courant d'appel initial. , au redresseur de deux ponts de diodes connectés en parallèle VD1 et VD2. Les ondulations de tension redressées sont lissées par le condensateur à oxyde C2. Après environ 1 s nécessaire pour charger complètement ce condensateur, la minuterie se déclenche (son schéma est représenté sur la Fig. 3) et les contacts fermés du relais K1.1 contournent la résistance R1, excluant cette dernière du circuit de courant consommé du réseau et éliminant ainsi les pertes d'énergie inutiles.
En effet, dans l'IIST, deux relais identiques sont installés sous le nom de K1, dont les enroulements et les contacts sont connectés en parallèle. Un autre relais K2, basé sur les signaux provenant de la carte de l'unité de commande, allume et éteint le ventilateur M1. Le capteur de température est un convertisseur température-courant VK1 monté sur le dissipateur thermique de transistors puissants. L'onduleur basé sur les IGBT VT1 et VT2 convertit la tension secteur redressée en une tension pulsée avec une fréquence d'environ 30 kHz. Le transformateur TZ assure l'isolation galvanique entre le circuit de soudage et le réseau. Son rapport de transformation est choisi de telle sorte que l'amplitude des impulsions sur l'enroulement secondaire soit le double de la tension en circuit ouvert spécifiée de l'IIST. Vous pouvez lire en détail le principe de fonctionnement d'un onduleur demi-pont asymétrique, par exemple dans [2, 3]. Le transformateur de courant T2 est connecté en série au circuit d'enroulement primaire du transformateur TZ et est conçu pour contrôler le courant qui y circule. Dans les onduleurs à commutation haute fréquence, les inductances de magnétisation et de fuite des transformateurs, ainsi que l'inductance parasite de l'installation, accumulent une énergie réactive importante. La convertir en chaleur entraînerait une diminution significative de l’efficacité de l’appareil. Par conséquent, en utilisant des solutions de circuits spéciales, ils tentent de transférer l'énergie accumulée vers la charge ou de la récupérer - de la restituer à la source d'alimentation. Lorsque l'état des interrupteurs de puissance change, chaque inductance, y compris l'inductance parasite, devient source d'impulsions de tension d'auto-induction, souvent dangereuses pour les éléments du convertisseur de valeur. Pour réduire l'amplitude de ces impulsions, des circuits RC d'amortissement avec et sans diodes sont conçus. Pour réduire l'inductance de fuite, néfaste au fonctionnement de l'IIST, il est conseillé d'utiliser des transformateurs à noyaux magnétiques toroïdaux, et une disposition soigneusement pensée de l'appareil réduit l'inductance de l'installation. La tension de l'enroulement secondaire du transformateur TZ est redressée par un redresseur demi-onde utilisant des diodes situées dans quatre ensembles de diodes VD7-VD10 (deux diodes chacun). La self L1, connectée en série au circuit de soudage, lisse le courant redressé. L'unité de contrôle génère des impulsions qui ouvrent l'IGBT de l'onduleur, ajustant leur cycle de service afin que la caractéristique de charge externe de l'IIST corresponde à celle requise pour un soudage électrique de haute qualité. Les entrées du contrôleur reçoivent des signaux de retour de tension (de la sortie du redresseur) et de courant (de l'enroulement secondaire du transformateur de courant T2). La résistance variable R2 régule le courant de soudage. En figue. La figure 4 montre un circuit pilote qui amplifie les impulsions générées par l'unité de commande à l'amplitude requise pour contrôler les IGBT VT1 et VT2. Il a été conçu pour remplacer le pilote qui contrôlait les transistors bipolaires installés dans l'IIST avant réparation.
Le transformateur T1 isole les circuits d'entrée de deux canaux pilotes identiques de l'unité de commande et entre eux. Dans ce cas, le transformateur en tant qu'élément isolant présente un avantage indéniable par rapport à l'optocoupleur, car avec le bon choix des paramètres, il limite automatiquement la durée des impulsions arrivant aux portes de l'IGBT à une valeur à laquelle le circuit magnétique du transformateur de puissance TZ n'entre pas encore en saturation (voir Fig. 1). Les enroulements secondaires II et III du transformateur d'isolement sont connectés de manière à ce que les canaux fonctionnent en phase, ce qui est nécessaire au bon fonctionnement d'un onduleur monocycle. Considérez le fonctionnement de l'un des canaux - celui du haut selon le schéma. Les impulsions de l'enroulement II du transformateur T1 à travers la résistance R1 sont fournies à l'entrée du shaper assemblé sur le microcircuit DD1. L'amplificateur de puissance sur les transistors VT1 et VT2 permet une charge et une décharge rapides de la capacité assez importante entre la grille et l'émetteur caractéristique des IGBT. La résistance R9 empêche le processus oscillatoire dans le circuit formé par l'inductance du fil de connexion et la capacité d'entrée de l'IGBT. Le redresseur et le stabilisateur de tension d'alimentation sont assemblés sur le pont de diodes VD1 et le microcircuit DA1. La tension alternative arrivant au redresseur provient d'un enroulement secondaire isolé séparé du transformateur T1 (voir Fig. 1). Lors de la fabrication d'un driver, une attention particulière doit être portée à la qualité de l'isolation entre ses canaux. Il doit résister à une tension supérieure à deux fois l'amplitude de la tension du secteur. Lorsque vous commencez à développer indépendamment un IIST, vous devez faire face à de nombreux problèmes qui ne se posent même pas lors des réparations - tous ont déjà été résolus d'une manière ou d'une autre par les développeurs et le fabricant. Les plus grandes difficultés sont liées au choix de dispositifs semi-conducteurs qui commutent des courants importants à des tensions relativement élevées. Le choix correct du circuit onduleur, le calcul et la conception de ses éléments électromagnétiques sont très importants. En l'absence d'expérience en développement, il est raisonnable de s'efforcer de répéter les solutions « testées ». Le problème est compliqué par le fait qu'il n'existe pratiquement aucune littérature dans laquelle on peut trouver des méthodes toutes faites et éprouvées pour concevoir l'IIST. Dans [3], par exemple, la présentation est si laconique que les calculs sont presque impossibles à étendre à des problèmes spécifiques liés au développement d'une source de soudage. Dans le document ci-dessous, les conclusions des relations calculées sont présentées de manière assez détaillée. Selon l'auteur, cela permettra aux radioamateurs de mieux comprendre les processus se produisant dans les composants électromagnétiques de l'IIST et, si nécessaire, d'ajuster la méthodologie présentée. Dans des conditions de charge aussi fortement variable qu'un arc de soudage, un onduleur en demi-pont avant à cycle unique se compare favorablement aux autres. Il ne nécessite pas d'équilibrage, n'est pas sensible aux maladies telles que les courants traversants et une unité de commande relativement simple suffit. Contrairement à un onduleur flyback, dont la forme du courant dans les éléments est triangulaire, dans un onduleur direct, elle est rectangulaire. Par conséquent, pour le même courant de charge, l'amplitude des impulsions de courant dans un onduleur direct est presque deux fois plus petite. CALCUL DU TRANSFORMATEUR DE PUISSANCE Une caractéristique commune à tous les onduleurs monocycle est qu'ils fonctionnent avec une magnétisation unidirectionnelle des noyaux magnétiques des transformateurs de puissance. Lorsque l'intensité du champ magnétique passe de zéro au maximum et inversement, l'induction magnétique B change dans la plage allant du maximum Bm au Br résiduel. En figue. La figure 5 montre un schéma simplifié d'un onduleur en demi-pont avant à cycle unique.
Lorsque les transistors VT1 et VT2 sont ouverts, l'énergie de la source de tension primaire est transférée à la charge via le transformateur T1. Le circuit magnétique du transformateur est magnétisé dans le sens direct (section 1-2 sur la figure 6). Une fois les transistors fermés, le courant dans la charge est maintenu par l'énergie stockée dans l'inductance L1. Dans ce cas, le circuit est fermé via la diode VD4. Sous l'influence de la FEM d'auto-induction de l'enroulement I, les diodes VD1 et VD2 sont ouvertes et le courant de démagnétisation du circuit magnétique les traverse (section 2-1 de la Fig. 6).
L'induction dans le circuit magnétique ne change que de ΔB1= Bm-Br1, ce qui est nettement inférieur à la valeur possible de 2Bm dans un onduleur push-pull. Cependant, à intensité de champ nulle, l'induction ne sera égale à Br1 que dans un circuit magnétique qui n'a pas d'entrefer non magnétique. Cette dernière réduira l'induction résiduelle à la valeur de Br2. De [4] il résulte que la nouvelle valeur de l'induction résiduelle correspond au point d'intersection de la courbe d'aimantation originale avec une droite tirée de l'origine sous un angle Θ :
où μ0 est la perméabilité magnétique absolue (le rapport entre l'induction magnétique et l'intensité du champ magnétique dans le vide, une constante physique égale à 4π-10-7 H/m) ; lc est la longueur moyenne de la ligne de champ magnétique ; δ est la longueur de l'entrefer non magnétique. En raison de l'introduction d'un espace de longueur δ, la plage d'induction dans le circuit magnétique augmentera jusqu'à ΔB2 = Bm-Br2. Notre industrie ne produit pas de noyaux magnétiques spécifiquement pour l'IIST. Pour réaliser un transformateur de puissance onduleur, vous pouvez utiliser des noyaux magnétiques conçus pour les transformateurs de lignes de télévision. Par exemple, le noyau magnétique PK40x18 du transformateur TVS-90LTs2 (utilisé dans les téléviseurs ULPST) a une section transversale de 2,2 cm2, une surface de fenêtre de 14,4 cm2 et une longueur moyenne de la ligne de champ magnétique de 200 mm. Il est constitué de ferrite de manganèse-zinc M3000NMS1, conçu pour fonctionner dans des champs magnétiques puissants, comme indiqué par l'indice C dans la désignation [5], et présente les paramètres de boucle d'hystérésis suivants : Bs=0,45 T (à H=800 A/ m) , W=0,33 T (à H=100 A/m et T=60 °C), Bg=0,1 T, Hs=12A/m. Dans des conditions de magnétisation unidirectionnelle, la plage d'induction dans ce circuit magnétique, assemblé sans espace, ne dépassera pas 0,23 Tesla. Fixons-nous comme objectif, en utilisant un entrefer non magnétique, de réduire l'induction résiduelle à 0,03 Tesla, ce qui augmentera la plage d'induction à 0,3 Tesla. En considérant la dépendance B = f (H) lorsque l'intensité du champ passe de -Hc à zéro comme étant pratiquement linéaire, nous trouverons le changement d'induction dans la zone de 0 à Br2. Pour ce faire, tracez une ligne horizontale au niveau Br2 jusqu'à ce qu'elle croise la courbe de magnétisation et trouvez l'intensité du champ négatif dans le circuit magnétique -H1 = 8,4 A/m, correspondant à cette induction. Dans notre cas
A partir de (1) on trouve la longueur de l'entrefer non magnétique :
Intensité du champ dans l'entrefer à induction maximale Vm=0ZTl
Ampères-tours d'aimantation du circuit magnétique
En mode veille, la tension d'entrée de l'onduleur (U1, voir Fig. 5) est égale à la valeur d'amplitude du réseau (310 V). Compte tenu de la chute de tension aux bornes des transistors clés et de la résistance active de l'enroulement, on peut supposer qu'une tension de 300 V est appliquée à l'enroulement primaire du transformateur. La tension de sortie à vide de la source en marche à vide le mode doit être 50 V. Nous effectuerons le calcul pour le cas où la durée de l'impulsion est égale à la moitié de la période, ce qui correspond à l'oscillation maximale de l'induction dans le circuit magnétique. Dans ces conditions, l'amplitude des impulsions de tension secondaire est de 100 V (deux fois la tension en circuit ouvert requise). Par conséquent, le rapport de transformation du transformateur de puissance doit être égal à
Il convient de noter que l'influence de l'inductance de fuite des enroulements du transformateur n'est pas prise en compte ici. Sa présence entraîne une tension en circuit ouvert plus élevée par rapport à la valeur calculée. La valeur efficace du courant de l'enroulement secondaire, qui se présente sous la forme d'impulsions rectangulaires, est associée au rapport moyen, égal au courant de soudage iCB.
où λ est le rapport entre la durée des impulsions et leur période de répétition (facteur de service). À iCB = 140 A et λ = 0,5
Valeur efficace du courant de l'enroulement primaire (hors courant magnétisant)
L'amplitude de l'impulsion de courant de charge dans l'enroulement primaire
A une fréquence de 30 kHz, les pertes d'énergie dans le noyau magnétique en ferrite peuvent être négligées. Les pertes dans les fils de bobinage augmentent avec l'augmentation de la fréquence en raison du déplacement du courant vers la surface du conducteur, ce qui entraîne une diminution de sa section efficace. Ce phénomène est appelé effet de surface ou effet de peau. Elle se manifeste d'autant plus fortement que la fréquence est élevée et que le diamètre du conducteur est grand. Pour réduire les pertes, on utilise du fil toronné constitué de conducteurs isolés minces - fil de Litz. Pour fonctionner à une fréquence de 30 kHz, le diamètre de chacun d'eux ne doit pas dépasser 0,7 mm [3]. La FEM d'un tour est calculée par la formule
où dФ/dt est le taux de variation du flux magnétique couplé à la bobine ; ΔB - plage d'induction dans le circuit magnétique, T ; Sc - section du circuit magnétique, cm2 ; tM - durée d'impulsion, s ; f - fréquence de répétition des impulsions, Hz. Le nombre de tours qui rentrent dans la fenêtre du circuit magnétique peut être trouvé par la formule
où S0 est la surface de la fenêtre, cm2 ; - coefficient de remplissage en fil (prenons-le égal à 0,25) ; ieff - valeur actuelle effective ; J est la densité de courant dans le fil de bobinage, A/mm2. Pour déterminer les paramètres du circuit magnétique, nous introduisons une valeur conditionnelle égale au produit de l'amplitude de la tension sur l'enroulement et de la valeur efficace du courant qui le traverse. Puisqu'il a la dimension du pouvoir, appelons-le pouvoir conditionnel.
Dans ce cas,
Prenons la densité de courant dans les enroulements du transformateur J = 4 A/mm2, la plage d'induction dans le circuit magnétique ΔB = 0,3 T et à partir de (2) nous trouvons
Le noyau magnétique en forme de W requis pour le transformateur calculé peut être assemblé à partir de quatre PK40x18, comme le montre la Fig. 7.
On obtient un circuit magnétique avec Sc=8,8 cm2, So-14,4cm2, ScS0=126,7cm4. Trouvons l'EMF d'un tour pour cela
Nombre de tours de l'enroulement primaire
Choisissons-le égal à 21 - le plus grand entier le plus proche qui est un multiple du coefficient de transformation (Ktr = 3). Nombre de tours de l'enroulement secondaire
La forme du courant dans l'enroulement primaire d'un transformateur de puissance est illustrée à la fig. huit.
L'amplitude de sa composante magnétisante est
Valeur de courant maximale des commutateurs à transistor et de l'enroulement primaire
Pour calculer avec précision la valeur efficace du courant de l'enroulement primaire, vous devrez vous tourner vers le calcul intégral :
Un calcul précis donne 33,67 A, qui ne diffère de la valeur calculée précédemment sans tenir compte du courant magnétisant (33,3 A) que de 1 %. Section transversale des fils de bobinage :
Lors du bobinage avec du fil de Litz constitué de fils isolés d'un diamètre de 0,55 mm, un faisceau de 36 fils sera nécessaire pour l'enroulement primaire et un faisceau de 105 fils pour l'enroulement secondaire. Enrouler un transformateur avec du fil de Litz nécessite une certaine expérience. Tout d’abord, vous devez préparer du fil de Litz. Pour ce faire, deux crochets sont fixés à une distance légèrement supérieure à la longueur requise, dont le rôle peut être rempli avec succès par des poignées de porte. Le nombre requis de fils est tiré entre les crochets. À l'aide d'une perceuse à main ou d'une tresse, le faisceau est tordu, en le secouant légèrement de temps en temps, afin que les fils qu'il contient soient uniformément répartis. Le garrot fini est enveloppé sur toute sa longueur avec un léger chevauchement avec une bande de tissu en coton fin de 8...10 mm de large. Les enroulements sont enroulés sur un mandrin en bois qui épouse la forme du noyau du circuit magnétique avec une petite marge afin que la bobine finie « repose » librement à l'endroit prévu. Le mandrin est équipé de joues amovibles dont la distance est inférieure de 2 à 3 mm à la hauteur de la fenêtre du circuit magnétique. Avant l'enroulement, des morceaux de ruban adhésif sont placés sur le mandrin, qui sont ensuite utilisés pour serrer la bobine finie. Les enroulements sont disposés dans l'ordre habituel : primaire, dessus - secondaire. Entre eux, une isolation est nécessaire - une couche de carton électrique de 0,5 mm d'épaisseur. La bobine est façonnée pour épouser la configuration de la fenêtre du circuit magnétique, puis imprégnée de vernis. Les bornes de bobinage doivent être équipées d'embouts en laiton. Lorsque vous y insérez du fil de Litz, veillez particulièrement à ce que les extrémités de tous les fils qui le composent soient dénudées, étamées et solidement soudées aux pointes. Calcul de la self du filtre de courant de soudage La self L1 (voir Fig. 1 et 5) lisse le courant de soudage. Pendant la durée de l'impulsion de tension secondaire, le courant y augmente linéairement. Pendant la pause entre les impulsions, elle diminue linéairement. L'amplitude de la pulsation du courant, en première approximation, ne dépend pas de sa valeur moyenne - le courant de soudage. A la valeur minimale de cette dernière, le courant dans l'inducteur et dans le circuit de soudage tombe à zéro à la fin de la période. C'est exactement la situation montrée sur la Fig. 9.
Une nouvelle diminution de la valeur moyenne du courant entraîne une violation de la continuité de son flux - pendant une partie de la période, le courant est nul, ce qui conduit à l'instabilité et à l'extinction de l'arc. On retrouve la relation entre l'amplitude et les valeurs moyennes d'un courant triangulaire à partir de la condition d'égalité des aires du triangle formé par la courbe du courant et l'axe du temps, et du rectangle de hauteur icp, construit sur le même axe ( ombré sur la figure). La longueur des bases des deux figures est égale à la période d'oscillation. Ainsi,
Au courant de soudage minimum. min=5 A chute de tension aux bornes de l'arc Ud. min peut être considéré comme égal à 18 V [6]. Étant donné que
trouver l'inductance minimale requise de l'inducteur
L'enroulement de l'inducteur doit résister au courant de soudage maximum icv. Max. En prenant, comme pour le transformateur, le facteur de remplissage de la fenêtre kо=0,25 et la densité de courant J=4 A/mm2, on détermine le nombre maximum possible de tours de l'enroulement de l'inducteur
Connaissant la section du noyau magnétique Sc et le coefficient de son remplissage en acier kс, il est possible pour une induction B donnée dans le noyau magnétique de déterminer l'enchaînement de flux de l'enroulement de l'inducteur
En remplaçant (4) ici, on obtient
Étant donné que
trouver l'inductance de l'inducteur
et le produit SCSo pour son circuit magnétique
Pour éviter la saturation, le circuit magnétique doit avoir un entrefer non magnétique, grâce auquel l'induction varie de presque zéro à W. En supposant que le circuit magnétique de l'inducteur est idéal et que tous les ampères-tours du bobinage sont appliqués à l'entrefer non magnétique, on détermine la longueur du dernier b, mm :
où
De (5), (6) et (9) nous obtenons une formule pour calculer l'inductance réelle de l'inducteur :
Puisqu'à un courant de soudage supérieur au minimum, l'amplitude des pulsations du flux magnétique dans le noyau magnétique de l'inducteur est insignifiante par rapport à sa valeur moyenne, le noyau magnétique est généralement en acier électrique, pour lequel l'induction maximale est de Vm-1 T. En prenant le coefficient de remplissage de la section avec de l'acier ks=0,9, à partir de (7) on trouve
Pour le starter nous choisirons un circuit magnétique à bande standard ШЛ25х32 avec Sckc=6,56 cm2, So=16 cm2 et SCSo=125 cm4. À l'aide de la formule (4), nous déterminons le nombre de tours
En utilisant la formule (8), nous calculons la longueur de l'entrefer non magnétique
Cet espace sera assuré par deux joints amagnétiques de 1 mm d'épaisseur, installés entre les extrémités des moitiés du circuit magnétique. Section transversale du fil d'enroulement du starter
Le fil peut être plein ou assemblé à partir de 147 fils d'un diamètre de 0,55 mm. En utilisant la formule (10), nous vérifions l'inductance résultante de l'inducteur
Il dépasse la valeur minimale calculée ci-dessus. Calcul du transformateur de courant Sur la fig. 10 montre un schéma du noeud pour générer un signal de retour de courant.
L'enroulement primaire du transformateur de courant T2 est une broche en laiton d'un diamètre de 8... 10 mm, reliant la sortie de l'onduleur au transformateur de puissance TZ (Fig. 1). "Pénétrant" dans le tableau de commande, la broche traverse la fenêtre du circuit magnétique du transformateur T2 qui y est installé. L'enroulement secondaire enroulé sur le noyau magnétique est constitué de dix tours, donc le coefficient de transformation KT2 = 0,1. Pendant la course aller de l'onduleur, le courant de l'enroulement secondaire du transformateur T2 traverse la diode VD2 et un shunt de six résistances R3-R8 connectées en parallèle de 2,2 Ohms chacune. Depuis le shunt, le signal de retour de courant entre dans l'unité de commande, où il est utilisé pour former une caractéristique de charge abrupte de l'IIST et pour protéger l'appareil des surcharges de courant. Lors de la course inverse, la polarité de la tension sur l'enroulement secondaire du transformateur T2 se ferme pour la diode VD2 et s'ouvre pour VD1. Ce dernier est ouvert et le courant de démagnétisation du circuit magnétique du transformateur traverse les résistances R1, R2 connectées en parallèle. Leur résistance totale étant supérieure à celle des résistances R3-R8, le circuit magnétique a la garantie d'avoir le temps de se démagnétiser lors de la course inverse. La valeur efficace du courant de l'enroulement secondaire du transformateur T2
En prenant la densité de courant dans l'enroulement secondaire du transformateur de courant J = 5 A/mm2, on trouve le diamètre de son fil à l'aide de la formule
À une fréquence de 30 kHz, il n'est pas recommandé d'utiliser un fil d'un diamètre supérieur à 0,7 mm, nous enroulerons donc l'enroulement avec du fil de Litz à partir de trois fils d'un diamètre de 0,55 mm. Les circuits de commande consommant peu d'énergie, le noyau magnétique du transformateur T2 est choisi pour des raisons de conception dont la principale est le diamètre de la broche formant l'enroulement primaire. Une ferrite annulaire avec un trou d'un diamètre d'au moins 12... 14 mm convient, par exemple K32x 16x8 en ferrite 2000NM1. Le diamètre de son trou est de 16 mm, la surface de la section transversale est de 0,64 cm2. Avec une magnétisation unidirectionnelle, la plage d'induction dans ce circuit magnétique ne doit pas dépasser 0,1 Tesla. Vérifions si cette condition est remplie :
où UVD2 est la chute de tension directe aux bornes de la diode VD2 ; W2 - nombre de tours de l'enroulement secondaire ; Sc - section transversale du circuit magnétique ; R - résistance shunt (R3-R8). Étant donné que la plage d'induction ne dépasse pas la valeur admissible, le circuit magnétique est choisi correctement. CALCUL DU TRANSFORMATEUR D'ISOLEMENT GALVANIQUE En figue. La figure 11 montre un schéma d'un formateur d'impulsions qui contrôle les pilotes IGBT de l'étage de sortie de l'onduleur. Cinq éléments connectés en parallèle du microcircuit DD1 avec un collecteur ouvert servent à amplifier la puissance des impulsions de commande. La résistance R3 limite le courant magnétisant du transformateur T1, le circuit de démagnétisation de ce dernier est formé du condensateur C3, de la diode VD2 et de la diode Zener VD1.
Les enroulements secondaires du transformateur T1 sont chargés avec les entrées d'éléments TTL via des résistances d'une résistance de 470 Ohms (voir Fig. 4), donc l'amplitude des impulsions provenant des enroulements doit être de 5 V à un courant d'environ 10 mA. . Puisque l'amplitude des impulsions sur l'enroulement primaire est de 15 V, la valeur requise du rapport de transformation est de 3. L'amplitude de l'impulsion de courant de l'enroulement primaire sera
Avec un courant aussi faible, il n'est pas nécessaire de calculer le diamètre du fil de bobinage, il donne des valeurs ne dépassant pas 0,1 mm. Nous choisirons un fil en fonction de considérations de conception avec un diamètre de 0,35 mm. Puissance conditionnelle du transformateur T1
Par la formule (3) on trouve
Le facteur de remplissage de la fenêtre du circuit magnétique ko est pris égal à 0,05 en fonction de la nécessité d'assurer une bonne isolation entre enroulements. Pour le transformateur T1, on choisit un noyau magnétique annulaire K16x10x3 en ferrite 2000NM1, dans lequel Sc = 0,09 cm2, So = 0,785 cm2, ScSo = 0,07 cm4. FEM d'un tour enroulé sur ce circuit magnétique :
Nombre de spires des enroulements primaire et secondaire :
UNITÉ DE CONTRÔLE L'unité de commande (CU) génère des impulsions qui, via le pilote (voir Fig. 4), contrôlent les transistors de l'onduleur asymétrique avant. Ils régulent et maintiennent les valeurs définies du courant de soudage, tout en formant la caractéristique de charge externe décroissante de l'IIST, optimale pour le soudage, en raison de la modulation de largeur d'impulsion (PWM) - modifiant le rapport cyclique des impulsions. L'unité de contrôle décrite met également en œuvre des fonctions pour protéger la source et ses éléments contre la surchauffe et les surcharges qui se produisent dans des conditions de charge fortement changeante. La base de l'unité de contrôle - le contrôleur Siemens TDA4718A PHI - contient tous les composants analogiques et numériques nécessaires à une alimentation à découpage et peut être utilisée pour contrôler un transformateur push-pull, un demi-pont et un pont, ainsi qu'un monocycle. inverseurs inverseurs et directs. La structure interne du contrôleur TDA4718A est illustrée à la Fig. 12.
L'oscillateur commandé en tension (VCO) G1 génère des impulsions dont la fréquence dépend de la tension à son entrée de commande. La valeur moyenne de l'intervalle de changement de fréquence est fixée en choisissant les valeurs de la résistance RT et du condensateur St. Le discriminateur de phase (PD) UI1 est utilisé pour synchroniser le VCO avec une source d'impulsions externe. Si la synchronisation n'est pas requise, les mêmes impulsions VCO sont appliquées à la deuxième entrée du PD comme à la première, en connectant à cet effet les broches 5 et 14 du microcircuit. La sortie FD est connectée à l'entrée de commande du VCO et à la broche 17 du microcircuit. Un condensateur de filtrage externe Sf est connecté à ce dernier. Le générateur de tension de rampe (RVG) G2 est déclenché par des impulsions VCO. La tension en dents de scie est fournie à l'entrée inverseuse du comparateur A1. La pente de la « scie » dépend de la capacité du condensateur CR et du courant dans le circuit de sortie 2 du microcircuit. La possibilité de contrôler l'inclinaison peut être utilisée, par exemple, pour compenser l'instabilité de la tension d'alimentation. Chaque impulsion du VCO règle le déclencheur d'arrêt D2 sur l'état de journalisation. 1 en sortie, permettant ainsi l'ouverture des transistors VT1 et VT2. Cependant, un seul d'entre eux peut s'ouvrir à chaque fois, puisque le déclencheur de comptage D1 change d'état en fonction des déclins des impulsions du VCO. Les signaux de sortie des comparateurs A1 ou A6 réinitialisent le déclencheur D2, ce qui entraîne la fermeture du transistor ouvert. Le comparateur A1 possède une entrée inverseuse et (contrairement aux comparateurs conventionnels) deux entrées non inverseuses. Dès que la valeur instantanée de la « scie » à l'entrée inverseuse dépasse le plus faible des niveaux de tension fournis aux entrées non inverseuses, le signal de la sortie du comparateur réinitialise le déclencheur D2. Ainsi, la durée des impulsions aux sorties du contrôleur PHI dépend de la tension appliquée à la broche 4 du microcircuit - l'une des entrées non inverseuses du comparateur A1. La deuxième entrée non inverseuse de ce comparateur est utilisée dans le système de démarrage lent (« soft ») du contrôleur. Après la mise sous tension, le condensateur Css est déchargé et chargé par un courant de 15 μA circulant depuis la broche 6. Le niveau inférieur de la tension en dents de scie à l'entrée inverseuse du comparateur A1 est de 1,8 V. À partir de cette valeur de tension sur le condensateur Css, des impulsions apparaissent à la sortie du comparateur. Au fur et à mesure que le condensateur se charge, leur durée, et avec elle la durée de l'état ouvert des transistors VT1, VT2, augmente. Dès que la tension sur le condensateur Css dépasse la tension fournie à la deuxième entrée non inverseuse du comparateur, le démarrage « doux » est terminé, puis la durée des impulsions dépend de la tension à la broche 4 du microcircuit. Le comparateur A2 est allumé de telle manière qu'il limite la tension sur le condensateur Css à 5 V. Puisque la tension à la sortie du GPG peut atteindre 5,5 V, en réglant la pente appropriée de la « scie », vous pouvez régler la durée maximale de l'état ouvert des transistors de sortie du contrôleur. Si le niveau logique à la sortie du déclencheur D3 est bas (une erreur a été détectée), l'ouverture des transistors de sortie du contrôleur est interdite et le condensateur Css est déchargé par le courant de 15 μA circulant dans la broche 2. Après un certain temps, lorsque la tension sur le condensateur Css chute jusqu'au seuil de fonctionnement du comparateur A3 (1,5 V), le déclencheur D3 recevra un signal pour régler la sortie à un niveau haut. Mais la bascule ne peut entrer dans cet état que si les niveaux de ses quatre entrées R sont élevés. Cette fonctionnalité vous permet de maintenir les transistors VT1 et VT2 fermés jusqu'à ce que toutes les raisons de blocage du contrôleur soient éliminées. Les capteurs d'erreur sont les comparateurs A4-A7, ainsi qu'un capteur de courant de charge intégré au stabilisateur de tension de référence U1 avec un seuil de réponse de 10 mA. Les comparateurs A4 et A5 envoient des signaux qui mettent le déclencheur D3 dans un état d'erreur si la tension à l'entrée du premier (broche 7) est supérieure et à l'entrée du second (broche 6) est inférieure à la tension de référence de 1 V. généré par le stabilisateur U2,5. Le comparateur A7 se déclenche lorsque la tension d'alimentation du microcircuit chute jusqu'à 10,5 V. Pour corriger l'erreur, il suffit de déclencher l'un des comparateurs nommés. Le comparateur A6 occupe une position particulière. Il est conçu pour limiter dynamiquement le courant dans les circuits de l'onduleur. Les deux entrées du comparateur sont connectées aux broches externes du microcircuit, et sa sortie est connectée à l'entrée de réinitialisation du déclencheur D2. Le fonctionnement du comparateur A6 entraîne la fermeture immédiate du transistor de sortie actuellement ouvert, et le mode normal sera rétabli (à condition que la cause de l'opération de protection soit éliminée) avec la prochaine impulsion du VCO sans démarrage « doux ». Le schéma BU est illustré à la fig. 13.
Les nœuds évoqués précédemment du capteur de courant (voir Fig. 10) et du façonneur d'impulsion de sortie (voir Fig. 11) n'y sont pas représentés. Une seule des deux sorties du contrôleur DA5 PHI est utilisée dans l'unité de contrôle. Étant donné que le contrôleur est push-pull, le rapport cyclique des impulsions sur une sortie ne dépasse en aucun cas 0,5, ce qui est requis pour le fonctionnement normal d'un onduleur monocycle. Pour alimenter l'unité de commande, deux enroulements du transformateur T1 (voir Fig. 1) avec une tension de 20 V chacun sont utilisés. La tension alternative de l'enroulement II est fournie au pont de diodes VD1, et la tension négative redressée et lissée par le condensateur C1 est fournie à l'entrée du stabilisateur DA1, à partir de la sortie duquel une tension stabilisée de -15 V est prélevée pour alimenter les microcircuits CU. Un multiplicateur de tension utilisant des diodes VD3-VD6 est connecté au même enroulement II , donnant une tension non régulée de 100 V fournie au circuit de soudage lorsque l'arc ne brûle pas. La tension alternative de l'enroulement III du transformateur T1 (voir Fig. 1) à travers le filtre L2L3C29C30, qui protège contre les bruits impulsionnels, est fournie au pont de diodes VD26 puis via la diode VD27 au stabilisateur DA6. Une tension de 15 V est retirée de la sortie de ce dernier pour alimenter les microcircuits CU ; elle sert également d'entrée au stabilisateur DA7, dont la tension de 5 V à la sortie alimente le microcircuit TTL du shaper d'impulsion de sortie (voir Fig.11). La tension redressée par le pont VD26 est fournie via un diviseur de tension aux résistances R45-R48 et aux entrées des comparateurs A4 et A5 du contrôleur DA5. Cela garantit que l'IIST est bloqué lorsque la tension du secteur dépasse les limites autorisées. En ajustant la résistance d'accord R48, on garantit que cela se produit lorsque la tension quitte la plage de 205...242 V. Les condensateurs C24 et C25 servent de protection supplémentaire contre les bruits impulsifs. Le comparateur sur l'ampli-op DA2.1 compare la tension sur le condensateur de démarrage « progressif » C26 avec la tension de référence sur la broche 10 du contrôleur. Si le contrôleur est en état de fonctionnement, la tension sur le condensateur est supérieure à la tension standard (2,5 V), la tension négative de la sortie de l'ampli-op DA2.1 transistor VT3 est fermée, la LED HL1 (voir Fig. 1) ne s'allume pas. Sinon, le comparateur DA2.1 passe dans un état stable, grâce à une rétroaction positive via la résistance R15 et la diode VD14, avec une tension positive en sortie, ouvrant le transistor VT3. La LED HL1 allumée (voir Fig. 1) signale que l'IIST a cessé de fonctionner en raison d'une tension secteur hors des limites autorisées. Au moment où l'IIST est connecté au réseau, le nœud de l'ampli-op DA2.2 génère une impulsion négative qui arrive à l'entrée non inverseuse de l'ampli-op DA2.1 et interdit le déclenchement de l'alarme jusqu'à la fin du transitoire. processus et le démarrage « en douceur » de l’onduleur. La tension de 10 V à la sortie du stabilisateur DA8 est réglée avec la résistance d'ajustement R62. La tension est fournie à l'entrée de ce stabilisateur via trois résistances R55-R57 connectées en parallèle. La chute de tension à leurs bornes est proportionnelle au courant consommé par le stabilisateur et sa charge. Si sa valeur est inférieure à environ 7 mA, la tension en sortie de l'ampli-op DA4.2 devient négative, ce qui entraîne une diminution à zéro (grâce aux diodes VD30, VD31) de la tension sur la broche 4 du DA5 PHI. contrôleur et bloquer ce dernier. De cette manière, la connexion à l’IIST d’un panneau de commande à distance est contrôlée, ce qui permet de réguler le courant de soudage depuis le poste de travail du soudeur. Si la télécommande n'est pas connectée ou est défectueuse, une diminution de 5 mA du courant consommé par le circuit 10 V provoquée par la désactivation de la résistance variable R2 (voir Fig. 1) ne sera pas compensée par le courant consommé par la télécommande. contrôle, ce qui entraînera le déclenchement de la protection. L'interrupteur S1 est représenté sur le schéma pour une meilleure compréhension du fonctionnement de l'appareil. Il remplace conditionnellement les contacts d'un relais situé à l'extérieur du tableau de commande, qui fait passer l'IIST en télécommande. La tension de la sortie du capteur de courant (voir Fig. 10) à travers le filtre R43C21 est fournie à la broche 8 du contrôleur DA5 - l'une des entrées de son comparateur A6. La deuxième entrée du comparateur (broche 9) est alimentée par une tension de 38 V à partir du diviseur résistif R40R1,7. La protection dynamique contre le courant se déclenche lorsque le courant des transistors de l'inverseur dépasse 45 A. L'unité de stockage de protection actuelle est assemblée sur l'ampli opérationnel DA3.4. Le diviseur de tension R25VD19R26 fixe son seuil de réponse, correspondant au courant des transistors de puissance de l'onduleur d'environ 50 A. Tant que cette valeur n'est pas dépassée, la diode VD21 est ouverte, la tension à l'entrée inverseuse de l'ampli-op DA3.4 .15 et le condensateur C20 est égal au seuil. Les diodes VD24 et VDXNUMX sont fermées et le variateur n'a aucun effet sur le fonctionnement de l'IIST. Si le seuil est dépassé, une impulsion négative sera générée à la sortie de l'ampli opérationnel DA3.4, qui déchargera partiellement le condensateur C34 via la résistance R16. La durée de l'impulsion dépend de la constante de temps du circuit R32C15. Si des surcharges de courant se produisent trop souvent, le condensateur C16 se déchargera tellement que la diode VD24 s'ouvrira. Cela entraînera une diminution de la tension à la broche 9 du contrôleur DA5 et une diminution temporaire du seuil de réponse de la protection de courant dynamique. En plus de l'unité de protection de courant, la tension de la sortie du capteur de courant des transistors de puissance de l'onduleur (voir Fig. 10) est fournie au système de réglage et de stabilisation du courant de soudage. Grâce à l'amplificateur inverseur de l'ampli opérationnel DA3.1, au circuit VD16C13 et à la résistance R22, il est fourni à l'entrée de l'ampli opérationnel DA3.2 et ici il est additionné algébriquement avec la résistance variable R2 provenant du moteur (voir Fig. 1) ou la télécommande. Le signal d'erreur amplifié par l'ampli opérationnel DA3.2 est appliqué à la broche 3.3 du contrôleur DA28 - l'entrée de son comparateur A29 - via un suiveur inverseur sur l'ampli opérationnel DA22, un diviseur de tension R4R5 et une diode VD1. La diode Zener VD17 n'autorise pas les valeurs de tension positives à la sortie de l'ampli-op DA3.2 et limite les valeurs négatives au niveau de -10 V. À l'aide de la résistance d'ajustement R37, une tension de 4 V est réglée sur la broche 5 du contrôleur DA1,8, correspondant à la durée minimale des impulsions de sortie. Les résistances ajustables R42 et R44 régulent la fréquence et le rapport cyclique des impulsions du contrôleur PHI. L'unité de l'ampli-op DA4.1 augmente automatiquement la fréquence lorsque le courant de soudage est inférieur à 25...30 A afin d'éviter toute interruption du courant dans le circuit de soudage. Ceci permet de réduire l'inductance, et donc la taille et le poids de l'inducteur L1 (voir Fig. 1). La fréquence est augmentée en fournissant un courant supplémentaire via la diode Zener VD23, la résistance R39 et la diode VD25 au circuit de réglage de fréquence du contrôleur DA5. Si aucune mesure n'est prise, en l'absence de charge (lorsque l'arc est éteint), la tension à la sortie de l'IIST sous l'influence de l'inductance parasite du transformateur et de l'installation peut atteindre une valeur dangereuse. Par conséquent, la partie onduleur de l'IIST est désactivée dans ce mode et une tension de « veille » provenant du multiplicateur mentionné ci-dessus sur les diodes VD1-VD2 est appliquée aux électrodes de soudage via la résistance R3 et la diode VD6. Tant que la tension dans le circuit de soudage dépasse la tension totale de stabilisation des diodes Zener VD8 et VD9, le transistor VT1 est ouvert et contourne la LED de l'optocoupleur U1. Le transistor optocoupleur est fermé, et VT2 est ouvert et maintient (via la diode VD13) une tension quasi nulle sur la broche 4 du contrôleur DA5 PHI, bloquant ce dernier. Lorsque les électrodes de soudage sont fermées, la tension entre elles chute, en conséquence, le transistor VT1, en se fermant, permet au courant de circuler à travers la LED de l'optocoupleur U1. L'ouverture résultante du transistor optocoupleur U1 entraîne la fermeture du transistor VT2 et de la diode VD13. Dans cet état, le contrôleur PHI fonctionne normalement jusqu'à ce que la tension entre les électrodes de soudage dépasse à nouveau environ 40 V et que le contrôleur PHI soit à nouveau verrouillé. Cela se produit à la fin de la séance de soudage en raison d'une augmentation significative de la longueur de l'intervalle d'arc. L'extinction forcée de l'arc limite sa longueur maximale, éliminant en même temps la nécessité d'augmenter excessivement la puissance de sortie de l'IIST. Le régime de température des puissants transistors de l'onduleur est contrôlé à l'aide d'un convertisseur température-courant VK1 monté sur leur dissipateur thermique (voir Fig. 1). Une tension proportionnelle à la température du dissipateur thermique est retirée de la résistance R67 et fournie à deux comparateurs - l'amplificateur opérationnel DA4.3 et DA4.4. Le condensateur C38 filtre les interférences. Les seuils de fonctionnement des comparateurs sont fixés par le diviseur de tension résistif R64, R69-R71. Lorsque le seuil correspondant à la température de +50 °C est dépassé, la tension négative provenant de la sortie de l'ampli-op DA4.4 via la résistance R73 ouvre le transistor VT4. Le relais K2 (voir Fig. 1) est activé, allumant le ventilateur de l'unité. Si la température continue d'augmenter et atteint +85 °C, la tension négative de la sortie de l'ampli-op DA4.3 via la diode VD18 entre dans le circuit de contrôle du courant de soudage, la réduisant à 5 A. Une fois les transistors refroidis et leur chaleur est évacuée, le fonctionnement normal de l'IIST sera automatiquement rétabli. Les noyaux magnétiques des selfs L1-L3 sont des anneaux de ferrite d'un diamètre extérieur de 10 mm avec une perméabilité magnétique initiale de 1000 2000...0,1 2. Les enroulements sont enroulés en une seule couche tour à tour avec un fil d'installation isolé ordinaire d'une section de XNUMX mmXNUMX. littérature
Auteur : V.Volodin, Odessa, Ukraine
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