Bibliothèque technique gratuite ENCYCLOPÉDIE DE LA RADIOÉLECTRONIQUE ET DU GÉNIE ÉLECTRIQUE Alimentation stabilisée UMZCH. Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique / Alimentations Les UMZCH modernes, ayant une puissance de sortie de crête impressionnante, atteignant parfois jusqu'à 200 W, imposent des exigences plutôt strictes à leur source d'alimentation. Pour eux, en règle générale, une tension bipolaire de 2 X (30 ... 40) V est requise avec un courant de crête allant jusqu'à 10 A dans chaque bras. Habituellement, des condensateurs de lissage haute capacité sont utilisés dans le redresseur, atteignant jusqu'à 20000 2 microfarads ou plus. Mais même avec eux, la baisse de tension redressée au courant de charge de crête atteint 3 ... XNUMX V, ce qui nécessite un coefficient élevé de suppression des ondulations de tension d'alimentation de l'UMZCH. L'auteur propose d'équiper l'alimentation UMZCH d'un stabilisateur qui fournit la qualité souhaitée de la tension d'alimentation. Récemment, dans les conceptions UMZCH amateurs, un redresseur et un bloc de condensateurs de grande capacité sont de plus en plus situés sur la carte d'amplificateur, réduisant ainsi la longueur des fils de connexion et la chute de tension à travers eux. Parfois, l'alimentation est nécessaire pour augmenter la tension à ses sorties en douceur lorsqu'elle est allumée (le soi-disant "démarrage progressif"). En cas de diverses situations d'urgence, par exemple un court-circuit dans la charge UMZCH, un dysfonctionnement de ses transistors de sortie et d'autres surcharges, l'alimentation UMZCH doit être automatiquement coupée. Le stabilisateur de tension d'alimentation proposé peut résoudre tous ces problèmes. Principales caractéristiques techniques
La conception était basée sur le dispositif de l'article "UMZCH Supply Voltage Stabilizer" de V. Oreshkin ("Radio", 1987, n ° 8, p. 31), dont le schéma est illustré à la fig. 1. Malgré la simplicité et les données techniques élevées (coefficient de stabilisation supérieur à 1000, arrêt automatique lorsque la sortie est fermée, possibilité de monter des transistors de puissance directement sur le dissipateur thermique sans joints), ce stabilisateur présente également certains inconvénients. Il démarre de manière instable à un courant de charge élevé, et le courant lorsque la sortie est fermée n'est pas normalisé et dépend des coefficients de transfert des transistors utilisés, ce qui conduit parfois à leur défaillance.
Récemment, de nouveaux composants électroniques sont apparus, de puissants transistors à effet de champ sont devenus disponibles, ce qui a incité l'auteur à expérimenter un modèle informatique de l'appareil proposé par V. Oreshkin, qui a été créé dans le simulateur LTspice IV, et à l'améliorer. Le circuit d'alimentation né à la suite de telles expériences est illustré à la Fig. 2.
Tout d'abord, le circuit de déclenchement du stabilisateur a été changé et les transistors bipolaires ont été remplacés par des transistors de champ. À partir du schéma présenté à la fig. 1, on voit que le transistor VT2 est shunté par une résistance R3 d'une résistance de 470 ohms, parcourue par le courant de charge initial du condensateur C2. Si la charge est faible, la tension de sortie commence à augmenter jusqu'à ce que le régulateur passe en mode de stabilisation. Au courant de charge inférieur à I=UO/ R3 = 19/470 = 40 mA, lorsque le transistor VT2 est presque fermé, toutes les ondulations de la tension redressée à travers la résistance R3 passent dans l'épaulement négatif. Avec une faible résistance de charge, le courant traversant cette résistance peut ne pas être suffisant pour démarrer le stabilisateur normalement, il peut ne pas démarrer du tout. Dans la nouvelle version, le circuit de démarrage se compose d'une diode Zener VD11 et d'une résistance R22 dans un bras et VD12 avec R23 dans le second (pour la symétrie). Lors du processus de mise sous tension, après avoir atteint la valeur de tension sur les condensateurs de lissage C7-C10, égale à la tension de stabilisation des diodes Zener VD11 et VD12, les transistors VT 11.1 et VT11.2 commencent à s'ouvrir. A leur suite, les transistors de puissance VT9 et VT10 s'ouvrent. La tension à la sortie du stabilisateur augmente et la tension entre la source et le drain des transistors VT9 et VT10 diminue. Lorsque la tension au niveau des diodes Zener VD11 et VD12 tombe en dessous de leur tension de stabilisation, le courant à travers ces diodes Zener s'arrête. De plus, ils n'affectent pas le fonctionnement du stabilisateur. Ce mode de démarrage est fiable même avec un courant de charge de 9 A. Le courant de charge minimum est presque nul. La tension de sortie du bras positif du stabilisateur est égale à la somme des tensions de stabilisation des diodes zener VD13, VD15 et de la tension de coupure du transistor VT11.1, et le bras négatif est égal à la somme des diodes zener VD14, VD16 et le transistor VT11.2, respectivement. Pour un démarrage en douceur du stabilisateur, il s'est avéré suffisant de shunter les diodes zener VD13-VD16 avec les condensateurs C23-C26. Le taux de variation de la tension de sortie avant stabilisation est égal au taux d'augmentation de la tension aux bornes de ces condensateurs. Avec les cotes des éléments indiqués dans le diagramme, le temps nécessaire au stabilisateur pour entrer en mode est d'environ 360 ms. Les oscillogrammes du processus de son lancement, obtenus sur un modèle informatique, sont présentés à la fig. 3.
Pour réduire la puissance dissipée sur les transistors VT9 et VT10, les sources des transistors VT 11.1 et VT 11.2 ne sont pas connectées à un fil commun, mais aux points de connexion des diodes Zener et des résistances (VD15, R29 et VD16, R30, respectivement). Ainsi, les potentiels des sources des transistors VT11.1 et VT11.2 sont égaux à la tension de stabilisation des diodes zener correspondantes (6,2 V en valeur absolue). Cela vous permet de modifier la tension de commande aux grilles des transistors VT9 et VT10 non pas à 0 V, comme dans le prototype, mais à plus ou moins 6 V. Dans le même temps, la tension entre la source et le drain de ces transistors à les pics d'ondulations peuvent chuter à 3 V et moins sans quitter le mode de stabilisation. Ce qui précède est illustré par les oscillogrammes obtenus par simulation informatique dans les Fig. 4. Vert - tension à la source du transistor VT10, bleu - tension à sa grille, rouge - tension à la source du transistor VT11.2 (6,2 V), bleu - courant de charge du bras négatif. On peut voir que la tension à la grille du transistor VT10 se situe approximativement au milieu entre la tension à sa source et à la source du transistor VT11.2, et descend parfois en dessous de 3 V.
Une protection contre le courant de déclenchement a été ajoutée au stabilisateur, qui se déclenche lorsque le courant de charge de n'importe quelle branche du stabilisateur dépasse 11 A. Il est construit sur des transistors VT3, VT5, VT7 dans l'épaulement positif et VT4, VT6, VT8 dans le négatif. Les capteurs de courant sont des résistances R11-R14, connectées par paires en parallèle. La protection est déclenchée lorsque la tension sur l'une des paires de résistances est supérieure à 0,5 ... 0,6 V, ce qui correspond au courant qui les traverse 11 ... 12 A. En atteignant ce seuil, les transistors des cellules de déclenchement VT3VT5 ou VT4VT6 et, par conséquent, les transistors VT7 et VT8 s'ouvrent comme une avalanche. Ce dernier, après s'être ouvert, shunte les diodes Zener VD13 et VD14, abaissant ainsi fortement la tension de sortie. Les résistances R21 et R24 limitent le courant de collecteur des transistors lors de la décharge de condensateurs connectés en parallèle avec les diodes Zener. Les LED HL1 et HL2 dans les circuits de base des transistors VT7 et VT8 signalent l'opération de protection. Le courant qui les traverse ne dépasse pas 6 mA. Les condensateurs C19 et C20, associés aux résistances R17 et R18, forment des filtres passe-bas qui augmentent l'immunité au bruit du système de protection. Il n'est pas souhaitable d'augmenter les valeurs nominales de ces condensateurs au-dessus de 4700 pF, car cela augmentera le temps de réponse de la protection et les courants de crête à travers les transistors VT9 et VT10. Pour que la protection fonctionne simultanément dans les deux bras du stabilisateur, une connexion est prévue entre les cellules de déclenchement via les condensateurs C21 et C22. Après le déclenchement de la protection, les transistors VT9 et VT10 restent fermés jusqu'à ce que l'appareil soit déconnecté du secteur. Les transistors des cellules de déclenchement se fermeront et les LED HL1 et HL2 ne s'éteindront qu'après la décharge des condensateurs de lissage C7-C10. Un problème demeure - s'assurer que les condensateurs de lissage se déchargent rapidement après la mise hors tension. Il est résolu par des nœuds sur les transistors VT1 et VT2, qui sont les mêmes dans les deux canaux. Par conséquent, nous ne considérerons que le nœud installé dans le canal positif. Lorsque l'appareil est connecté au réseau, le condensateur C17 est chargé à travers la diode VD9 à une tension environ égale à l'amplitude de la tension provenant de l'enroulement II du transformateur T1. Le condensateur C15 est chargé à travers la résistance R5 et déchargé à travers les diodes VD3, VD4 et le pont de diodes VD1. Le potentiel de grille du transistor VT1 devient égal au potentiel de sa source ou même légèrement inférieur, donc le transistor est fermé. L'état fermé du transistor VT1 est maintenu pendant tout le temps d'application de la tension d'alimentation. Après extinction, les diodes VD3 et VD4 se ferment. La tension grille-source du transistor, grâce à la résistance R5, augmente jusqu'à la tension de stabilisation de la diode zener VD7. Après s'être ouvert, le transistor VT1 connecte les résistances R3 et R7 en parallèle avec les condensateurs C7 et C8, accélérant leur décharge. La durée de décharge est réduite à 10...20 s à une valeur crête du courant de décharge de 780 mA, ce qui est tout à fait acceptable pour les transistors utilisés. Sur la fig. 5 montre un dessin de conducteurs imprimés d'une carte aux dimensions de 175x80 mm, sur laquelle l'alimentation décrite a été assemblée. Il est fait de fibre de verre déjoué des deux côtés avec une épaisseur de 1,5 mm. Épaisseur de la feuille - pas moins de 50...70 microns, et mieux - 110 microns. Le placement des pièces sur la carte est illustré à la fig. 6, son apparence - sur la Fig. 7. Les transistors VT9 et VT10 sont montés sur le côté conditionnellement inférieur de la carte et fixés sur le dissipateur thermique. Des trous sont prévus sur la carte pour accéder aux vis qui fixent les transistors.
Fondamentalement, des résistances à montage en surface de taille 0805 sont utilisées et les résistances R27-R30 sont de taille 2512 (avec une puissance de 1 W). Résistances R1-R4, R7, R8 - MLT ou similaires importées. Résistances-capteurs de courant R11-R14 - KNP-100. Ils sont installés des deux côtés de la planche. Au lieu de chaque paire de ces résistances, une moitié de la résistance et une puissance de 1 ... 2 W peuvent être utilisées. Condensateurs C1-C6, C8, C10-C14, C29, C30 - film métallique K73-17 pour une tension d'au moins 63 V ou leurs analogues importés. Condensateurs C19-C22 - céramique pour montage en surface, taille 0805 ou 1206. Condensateurs à oxyde C23-C26 - tantale tailles D ou E, C7 et C9 - aluminium série LS de Jamicon, C27, C28, C31, C32 - aluminium série RD de SAMWHA , le reste - K50-35 ou similaires importés. Les diodes Zener DL4751A et DL4735A peuvent être remplacées par d'autres avec une tension de stabilisation de 30 V ± 5% et 6,2 V ± 5%, respectivement, dans le boîtier MELF. En l'absence de ponts de diodes GBJ2502, d'autres peuvent être installés à leur place pour un courant de 25 A avec une tension inverse admissible d'au moins 100 V, ou chaque pont peut être assemblé à partir de quatre diodes à barrière Schottky simples avec des paramètres appropriés. Remplacement des diodes RS1B - diodes de la même série ou de faible puissance avec une tension inverse d'au moins 60 V. Les transistors à effet de champ IRFD024 peuvent être remplacés par d'autres transistors à grille isolée à canal N avec une tension drain-source admissible de 50 ... 60 V, par exemple IRFZ24, IRFZ34, IRFZ44, mais le PCB devra être ajusté. Au lieu des transistors BSS63 et BSS64 dans les unités de protection contre les surcharges, il est permis d'utiliser des transistors bipolaires à usage général de faible puissance de la structure appropriée dans le boîtier SOT23 avec une tension collecteur-émetteur maximale d'au moins 50 V. En remplacement des transistors IRF1405 et IRF4905, il convient de sélectionner des transistors à effet de champ puissants avec une grille isolée, la vitesse la plus élevée et une grande pente de la caractéristique. Il faut aussi qu'ils aient une tension source-grille de seuil minimum. Un micro-assemblage de deux transistors à effet de champ avec des canaux de types de conductivité différents IRF7343 peut être remplacé par FDS4897C ou FDS4559. Si vous réduisez la tension d'entrée et de sortie du stabilisateur, respectivement, à 30 V et 27 V, vous pouvez utiliser le micro-assemblage IRF7319. Les transistors de ces microensembles ont une tension de seuil grille-source faible (environ 1 V) et quasiment identique en valeur absolue. Vous pouvez, bien sûr, utiliser des transistors à effet de champ de faible puissance séparés avec une tension drain-source maximale d'au moins 45 V, mais dans ce cas, la différence de tension de sortie des bras stabilisateurs peut devenir plus importante. Une unité correctement assemblée n'a pratiquement pas besoin d'être ajustée, mais il est néanmoins souhaitable de procéder au premier allumage avec une lampe à incandescence d'une puissance de 40 ... 60 W, connectée en série avec l'enroulement primaire du transformateur T1 . Au moment de l'allumage, il doit s'allumer, puis s'éteindre. Après cela, vous devez mesurer la tension de sortie, elle doit être comprise entre 35 ± 0,5 V. En fermant brièvement la sortie de l'un des bras stabilisateurs avec une puissante résistance de 3 Ohm, assurez-vous que la protection est déclenchée. Après avoir rétabli le fonctionnement du stabilisateur, vérifiez avec un oscilloscope qu'il n'y a pas d'ondulations visibles dans la tension de sortie avec la fréquence du secteur. Vous trouverez ci-dessous des oscillogrammes d'ondulations réelles de la tension de sortie d'un stabilisateur fonctionnant à UMZCH avec une charge de 4,7 ohms. Sur eux, la courbe jaune est la tension en sortie de l'UMZCH, la bleue est la composante variable de la tension en sortie du stabilisateur (entre les points A et C ou B et C). Les oscillogrammes ont été pris dans les conditions suivantes : riz. 8 - il n'y a pas de signal à l'entrée UMZCH, le courant de repos de l'amplificateur est de 0,25 A ; riz. 9 - Amplitude de tension de sortie UMZCH - 25 V, fréquence - 10 kHz, amplitude d'ondulation - inférieure à 10 mV; riz. 10 - amplitude des impulsions à la sortie de UMZCH - 20 V, fréquence - 30 Hz.
Il convient de noter que le transformateur T1 doit être d'une puissance suffisante pour fournir un courant de charge maximal de 10 A. La tension aux bornes des condensateurs de lissage des redresseurs au pic du courant de charge ne doit pas descendre en dessous de 38 V. Compte tenu du facteur de crête du signal musical, généralement proche de trois, la puissance du transformateur pour chaque canal, l'UMZCH doit être d'environ 200 W ou plus. L'auteur a utilisé un transformateur de 180 W sur un circuit magnétique toroïdal. Auteur : M. Muravtsev Voir d'autres articles section Alimentations. Lire et écrire utile commentaires sur cet article. Dernières nouvelles de la science et de la technologie, nouvelle électronique : Cuir artificiel pour émulation tactile
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