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ENCYCLOPÉDIE DE LA RADIOÉLECTRONIQUE ET DU GÉNIE ÉLECTRIQUE Alimentation sur puce UCC28810 pour lampe LED 18...48 W. Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique
Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique / Alimentations L'auteur propose aux lecteurs deux options pour une source d'alimentation pour lampes à LED (elles sont également appelées pilotes de LED), l'une d'entre elles - la seconde - peut à bien des égards être attribuée à des sources de grande classe (premium). Au cours des dernières années, la LED est devenue, sans aucun doute, la source lumineuse la plus populaire, remplaçant de plus en plus d'autres types. Ainsi, si auparavant la LED était associée à un dispositif indicateur et était familière principalement aux spécialistes techniques, alors aujourd'hui, ce mot est devenu banal et presque synonyme d'une lampe à incandescence ordinaire. Et ce n'est pas surprenant, car dès que les technologies modernes ont permis d'obtenir et de mettre en production en série des LED blanches d'un rendement lumineux supérieur à 100 lm/W, soit plus de dix fois supérieur à celui d'une lampe à incandescence et deux à trois fois une lampe fluorescente compacte, la question de l'économie des ressources énergétiques a reçu une nouvelle solution. C'est ce dont les développeurs et les fabricants d'appareils d'éclairage du monde entier n'ont pas manqué de profiter, remplissant le marché avec des "analogues" LED de tous les types de lampes et de luminaires existants à une vitesse incroyable. De plus, les LED, en raison de leur haute fabricabilité et fiabilité, de leurs petites dimensions, etc., permettent de créer des sources lumineuses d'une grande variété de formes, de tailles, de conceptions et d'utilisations, offrant des solutions économiques toujours nouvelles. Et l'une des applications les plus massives de l'éclairage LED est les plafonniers de bureau avec une puissance allant d'environ 18 à 48 watts. Ils sont désormais équipés à la fois de nouvelles installations en construction et d'installations existantes, remplaçant le parc de lampes fluorescentes obsolètes. Toute lampe à LED peut être conditionnellement divisée en deux composants: les LED elles-mêmes et la source d'alimentation - une source de courant stabilisé, souvent appelée pilote, pilote de LED (en anglais) pour eux. Les deux déterminent également les caractéristiques techniques, la qualité et le prix de la lampe. Si la LED détermine le flux lumineux et la température de couleur, des paramètres non moins importants dépendent de sa source d'alimentation, tels que le coefficient de pulsation du flux lumineux, le facteur de consommation électrique, etc. Oui, et la fiabilité d'une lampe à LED est principalement déterminée par la fiabilité de sa source d'alimentation. Aujourd'hui, le marché propose la plus large gamme de luminaires prêts à l'emploi, ainsi que des modules LED et des alimentations pour eux séparément. Après une analyse comparative de plusieurs dizaines de modèles d'alimentations jusqu'à 50 W (contrôlées et avec une fonction de contrôle - gradation - n'ont pas été prises en compte) de divers fabricants, y compris domestiques, une liste généralisée des principaux paramètres qu'une LED de haute qualité le conducteur devrait avoir, ce qui peut être attribué à la classe premium :
Dans cet article, je voudrais partager une expérience dans le développement d'une source d'alimentation qui répond aux exigences ci-dessus, ainsi que donner un exemple de conversion simple d'une ancienne lampe fluorescente en LED. L'intervalle de tension de sortie est sélectionné entre 60 et 120 V. L'intervalle de réglage du courant de sortie est entre 240 et 350 mA, ce qui permet de connecter la plupart des bandes LED courantes. Il peut y avoir de nombreuses options de solutions de circuit pour résoudre un tel problème. Mais le plus courant et le plus évident ici est un convertisseur flyback avec isolation galvanique (appelé fly-back dans la littérature étrangère). Il existe un très grand nombre de microcircuits spécialisés pour construire un tel convertisseur, au moins plusieurs dizaines de familles. Et vous pouvez faire un choix en faveur de n'importe quel microcircuit particulier, basé, parfois, uniquement sur des sympathies personnelles. Dans la pratique des radioamateurs, le choix se fait souvent uniquement en fonction du prix et de la disponibilité de la puce. De plus, un argument très important lors du choix est la présence sur le site Web du fabricant des informations de référence nécessaires et, de préférence, des exemples d'utilisation d'un microcircuit particulier. Dans notre cas, le choix s'est porté sur la puce UCC28810D. Ce microcircuit est, en fait, un contrôleur PWM universel pour une alimentation à découpage, il peut être utilisé pour assembler à la fois des convertisseurs flyback et forward, abaisseur et élévateur. De plus, un avantage important du microcircuit est la présence d'une fonction intégrée de correction de la consommation d'énergie. Cela vous permet de mettre en œuvre des convertisseurs avec un facteur de consommation de puissance (PF - Power Factor) d'au moins 0,9 sans l'utilisation d'un correcteur supplémentaire. Une description complète du microcircuit peut être trouvée, par exemple, dans [1]. Là, sur le site Web du fabricant (Texas Instruments), il existe un grand nombre d'exemples prêts à l'emploi (conceptions de référence) d'alimentations utilisant l'UCC28810D, conçues pour l'éclairage LED, ce qui a grandement facilité le processus de développement. Dans notre cas, la variante [2] est prise comme base. Le traitement a subi principalement la partie secondaire. Un ampli op spécialisé TL103WD plutôt rare a été remplacé par un LM258D commun et peu coûteux, et la possibilité d'ajuster le courant de sortie a été ajoutée. Le schéma de la source résultante est illustré à la fig. 1.
Considérons brièvement les principaux composants et le principe de fonctionnement de l'appareil. Un capteur de courant est installé dans le circuit secondaire - résistances R22, R23. Il est connecté aux entrées d'un amplificateur différentiel DA2.1 avec un gain de 37,5. Ensuite, le signal amplifié est envoyé à l'entrée inverseuse de l'ampli-op DA2.2. Un exemple de tension est fourni à son entrée non inverseuse à partir d'une source réglable sur un stabilisateur parallèle DA3. OA DA2.2 remplit la fonction d'un comparateur. Dès que la tension à l'entrée inverseuse dépasse le niveau de référence (à l'entrée non inverseuse), la tension à la sortie DA2.2 chute à zéro et l'optocoupleur U1 s'ouvre. En conséquence, la puce DA1 réduira le temps d'ouverture du transistor VT2 et le courant traversant la charge diminuera jusqu'à la valeur définie. À l'aide d'une résistance variable R27, vous pouvez régler l'exemple de tension à l'entrée non inverseuse du comparateur DA2.2 et, par conséquent, le courant traversant la charge (LED). Par exemple, avec un courant de charge de 350 mA, la tension à l'entrée non inverseuse DA2.2 est d'environ 3,5 V, approximativement en position médiane du curseur de la résistance R27. Lorsque la tension de sortie dépasse 125 ... 128 V, par exemple, en mode veille, la diode zener composite VD14-VD16 s'ouvrira et le comparateur DA2.2 ouvrira également l'optocoupleur U1, et la puce DA1 réduira le temps d'ouverture du transistor VT2. Une alimentation stabilisée (3 V) pour l'amplificateur opérationnel et les optocoupleurs est montée sur le transistor VT4 et la source de tension de référence réglable DA11,8. La puce DA1 est alimentée au moment de la mise sous tension à travers les résistances R7, R8. En régime permanent, le microcircuit est alimenté par un enroulement supplémentaire du transformateur T1 via un stabilisateur sur le transistor VT1. Le même enroulement est connecté via les résistances R13, R16 à l'entrée TZE (broche 5) DA1, qui sert à contrôler le moment d'énergie nulle du transformateur T1, nécessaire pour déterminer le moment de la prochaine ouverture du transistor VT2. Une description complète et le principe de fonctionnement de la puce UCC28810D peuvent être trouvés dans [1]. L'alimentation électrique décrite après assemblage, réglage et test a montré ce qui suit Traits:
Il en résulte que, contrairement aux attentes, la source ne répond pas à l'une des exigences les plus importantes énoncées au début de l'article - le coefficient de pulsation du flux lumineux. La valeur résultante de 12% n'est pas non plus conforme aux règles et réglementations sanitaires et épidémiologiques [3] pour l'éclairage des pièces destinées au travail sur ordinateur (ne doit pas dépasser 5%), mais elle convient tout à fait, par exemple , pour l'éclairage public, un entrepôt, une salle de sport, etc. Le coefficient de pulsation du flux lumineux a été mesuré avec un luxmètre TKA-PKM (08) lorsqu'une charge était connectée sous la forme de quatre lignes LED connectées en série avec une puissance totale de 42 W et une consommation de courant de 350 mA. Sur l'oscilloscope (Fig. 2), ces ondulations apparaissent comme un bourdonnement de 100 Hz avec une oscillation de seulement 3,6 V à un niveau constant d'environ 100 V (l'entrée de l'oscilloscope est en mode tension alternative).
Comme beaucoup de temps a été consacré au développement (calcul de certains éléments, routage de la carte, assemblage, etc.), il a été décidé d'affiner l'appareil tout en respectant toutes les exigences. Le moyen le plus simple de réduire l'ondulation consiste à augmenter la capacité du condensateur de lissage C16. Lorsqu'il est passé de 330 à 1000 microfarads (trois condensateurs de 330 microfarads connectés en parallèle à 160 V), le coefficient d'ondulation du flux lumineux est tombé en dessous de 5%, ce qui est bien, mais encore insuffisant. De plus, les dimensions de l'ensemble de l'appareil ont presque doublé et le coût des condensateurs à oxyde haute tension n'est pas faible. Un bien meilleur résultat est obtenu en augmentant la capacité du condensateur C8. Lors du remplacement du condensateur à film C8 par une capacité d'oxyde de 47 μF, le coefficient d'ondulation du flux lumineux de la lampe a diminué jusqu'au 1% souhaité. Mais dans ce cas, ce qui est attendu, un autre problème se pose - le facteur de consommation électrique passe de 0,95 à 0,5. Cela se produit en raison d'une augmentation significative de la composante capacitive de la résistance d'entrée du pilote, en d'autres termes, l'appareil se transforme en une charge capacitive pour le réseau. Une solution tout à fait logique dans ce cas est d'inclure un correcteur de facteur de puissance actif entre le filtre de bruit d'entrée et le convertisseur. Vous pouvez bien sûr utiliser un correcteur passif plus simple, mais son efficacité est bien moindre. Un tel raffinement augmente considérablement le nombre total d'éléments et complique l'appareil, mais la tâche principale est d'atteindre les performances déclarées, il a donc été décidé d'utiliser cette option. Le schéma des différences dans le dispositif modifié est illustré à la fig. 3. La numérotation des éléments continue celle commencée à la fig. 1. L'ensemble correcteur de facteur de puissance est connecté à la coupure du câble d'alimentation positif, indiquée sur le schéma de la fig. 1 croix. De plus, un condensateur de 1 nF (C29) et une résistance de 1 MΩ d'une puissance de 0,25 W (R55) sont installés en parallèle avec la sortie. Les diodes VD1, VD2 ont été retirées (voir Fig. 1), en série avec les résistances R1 et R2 (d'une puissance de 0,125 W), une autre d'une résistance de 1 MΩ d'une puissance de 0,125 W a été installée (marquée R54 sur la carte), l'une de ses sorties est connectée à la sortie supérieure selon la résistance de circuit R1, et l'autre est connectée à la cathode de la diode VD19 (Fig. 3). Les condensateurs sont connectés entre les bornes 1 et 3 des stabilisateurs DA3 et DA4 : entre les bornes DA3 d'une capacité de 1 nF (C27), DA4 - 10 nF (C28). En parallèle du condensateur C20 d'une capacité de 4,7 μF (au lieu de 0,1 μF), un autre de même capacité (4,7 μF) est installé.
De plus, les valeurs de certains éléments ont été modifiées. La capacité du condensateur C1 est augmentée à 0,2 μF, s1 1 - jusqu'à 4,7 μF, C17 - jusqu'à 0,1 μF, C8 - réduite à 0,1 μF, C16 - jusqu'à 100 μF, C18 - jusqu'à 0,047 μF, C19 - jusqu'à 2,2 uF, C9 - 150 pF, le condensateur à oxyde C6 est remplacé par une capacité céramique de 4,7 uF. Les résistances R22, R23 (capteur de courant) sont remplacées par une résistance de 1 ohm d'une puissance de 1 W. La résistance de la résistance R17 est de 1 ohm, la puissance de dissipation est de 0,25 watts. Au lieu de deux résistances connectées en parallèle (R18, R19), une de même puissance avec une résistance de 1 ohm est installée. Résistance de résistance R3 - 13 kOhm, R4 - 10 kOhm, R7 et R8 - 120 kOhm, R20 et R24 - 1,8 kOhm, R21 et R25 - 36 kOhm, R26 - 10 Ohm. La diode Zener BZV55C51 (VD16) a été remplacée par BZV55C18, et BZV55C15 (VD8) par BZV55C18. Au lieu de la diode HS2K (VD11), HS1J est utilisé. Le correcteur de puissance active est réalisé sur un microcircuit spécialisé L6561D (DA5). Le principe de fonctionnement d'un correcteur de puissance active typique est illustré par le graphique de la fig. 4. Lorsque le transistor VT4 est ouvert, l'enroulement primaire du transformateur T2 est connecté à la sortie du pont de diodes VD3-VD6 et de l'énergie y est accumulée. A ce moment, le condensateur C26 sert de source d'alimentation pour le reste de l'appareil. Lorsque le courant à travers l'enroulement primaire atteint sa valeur maximale, le transistor VT4 se ferme et le transformateur T2 commence à donner toute l'énergie accumulée à travers la diode VD19 au condensateur C26. Ce processus est répété plusieurs fois (le courant en dents de scie à travers l'enroulement primaire T2 est représenté sur le graphique en rouge) pour le demi-cycle de la tension secteur (courbe bleue sur le graphique), en conséquence, la forme du courant moyen consommée est proche de sinusoïdale (représentée en vert). La fréquence des impulsions de commande est déterminée par la puce DA5, elle dépend de la valeur instantanée de la tension secteur et du taux de décharge du condensateur C26. A l'aide d'un diviseur R49-R53 connecté à l'entrée INV (broche 1) DA5, une tension de 390 V est fixée à la sortie du correcteur. Le diviseur R40-R43 connecté à l'entrée MULT (broche 3) DA5 définit l'intervalle de tension de fonctionnement du réseau, dans notre cas, le correcteur maintient un niveau constant de 390 V sur le condensateur C26 dans la plage de tension d'entrée de 90 à 265 V. Le correcteur est alimenté via la diode VD20 à partir d'une source stabilisée sur le transistor VT1 (voir Fig. 1). À cet égard, il ne commence à fonctionner qu'après le démarrage du convertisseur flyback. L'entrée CS (broche 4) DA5 est utilisée pour contrôler le courant à travers le transistor VT4. À partir de la sortie GD (broche 7), les impulsions de commande sont envoyées à la grille du transistor VT4. L'entrée ZCD (broche 5) du microcircuit sert à déterminer le moment où le courant à travers le transformateur diminue jusqu'à presque zéro. Une description plus détaillée du fonctionnement du microcircuit est donnée dans [4].
La deuxième option de pilote a les éléments suivants Traits:
Comme vous pouvez le voir, la deuxième option répond à toutes les exigences. Un petit inconvénient peut être considéré comme une efficacité moindre. L'oscillogramme de la composante variable (ondulations) de la tension de sortie est illustré à la fig. 5. Pour plus de clarté, les réglages de l'oscilloscope et la charge de la LED étaient les mêmes que pour la fig. 2. La même charge a été utilisée lors de la prise des oscillogrammes suivants : dans la fig. 6 forme d'onde supérieure (verte) - tension au drain du transistor VT2, inférieure (jaune) - à la grille; En figue. 7 haut (vert) - sur le drain du transistor VT4, bas (jaune) - sur la grille.
Les cartes de circuits imprimés sont conçues pour les deux options. Le dessin de la carte pour la première option est illustré à la fig. 8, l'emplacement des éléments - sur la fig. 9, pour le second - sur la fig. 10, l'emplacement des éléments - sur la fig. onze . Les planches sont en fibre de verre FR-11 laminée d'un côté. Tous les éléments pour le montage en surface sont situés du côté des conducteurs imprimés, sortie - du côté opposé.
L'inductance du filtre de suppression de bruit L2 est enroulée sur un circuit magnétique E19/8/5 (Epcos) et a une inductance de 350 mH, chaque enroulement contient 130 tours de fil d'un diamètre de 0,25 mm. L'inductance L1 est une inductance standard en forme d'haltère de 3 mH, conçue pour un courant d'au moins 0,3 A. Le transformateur T1 dans les deux versions du pilote est le même et est réalisé sur le noyau magnétique E25/13/7 (Epcos ) en matériau N27 avec un jeu de 0,5 mm. L'enroulement primaire (I) se compose de deux parties et contient 47 + 22 tours d'un fil à deux conducteurs, le diamètre du noyau est de 0,3 mm. L'inductance de l'enroulement primaire est de 0,7 mH. L'enroulement secondaire (III) contient 53 tours d'un fil à trois conducteurs, le diamètre du noyau est de 0,3 mm. L'enroulement supplémentaire II contient 13 spires d'un fil monoconducteur d'un diamètre de 0,3 mm. L'ordre des enroulements est le suivant: d'abord, la première partie de l'enroulement primaire est enroulée - 47 tours, puis le secondaire, puis la deuxième partie du primaire - 22 tours et le plus haut - enroulement supplémentaire. Le transformateur correcteur de puissance a le même circuit magnétique avec le même entrefer. Son enroulement primaire contient 175 tours d'un fil monoconducteur d'un diamètre de 0,3 mm, le secondaire - 7 tours. L'inductance de l'enroulement primaire est de 2,5 mH. Les résistances R20-R26, R28-R37 sont de préférence utilisées avec une tolérance de 1%, le reste - 10%. Condensateurs à montage en surface pour la deuxième version du driver C5, C7, C9, C12, C13, C17, C18, C22, C28 - taille 0603, C6, C11, C19, C20, C21, C23, C24, C27 - taille 0805, C30 - taille 1206. Condensateurs à montage en surface pour la première version du driver C5, C7, C9, C12, C13, C17, C18 - taille 0603, C11, C19, C20 - taille 0805. C14 (pour les deux options) - haut- tension (pour une tension nominale de 630 C) taille 1812. Les diodes haute vitesse des séries HS2 et MURS160 peuvent être remplacées par des diodes similaires, LL4148 - par toutes les diodes à impulsions avec une tension inverse d'au moins 50 V. Transistors MMBT2222ALT1, STP5NK80Z et PZTA42 peuvent également être remplacés par des analogues. Dans la première version, STP5NK80Z (VT2) peut être remplacé par un plus faible tension, par exemple STP5NK60Z. Les résistances R18, R28 et R48 ne sont pas installées en parallèle, des emplacements pour elles sur la carte sont prévus pour un réglage fin. L'appareil est monté dans un boîtier en fer blanc de taille appropriée à partir d'un ballast électronique d'une lampe fluorescente ; un joint isolant est également utilisé à partir de celui-ci, dans lequel il est nécessaire d'envelopper la carte de commande avant de l'installer dans le boîtier. Le transistor VT2 doit être fixé à la paroi métallique du boîtier avec une vis ou avec un support. Ce dissipateur thermique est largement suffisant pour une puissance de charge de 35 à 50 W, alors que le transistor ne chauffe pas au dessus de 50 оC, dans le cas d'une puissance inférieure, un dissipateur thermique n'est pas nécessaire. Lors de l'utilisation d'un pilote sans boîtier métallique avec une charge supérieure à 35 W, tout dissipateur thermique standard de petite taille doit être fixé au transistor VT2. Le boîtier du pilote est facile à plier, par exemple, à partir du boîtier d'une alimentation d'ordinateur, un film isolant convient également. Au total, dix exemplaires de la variante de pilote avec un correcteur de puissance ont été fabriqués (voir Fig. 3), les cinq premiers d'entre eux ont déjà fonctionné avec succès pendant plus de six mois avec une charge maximale de 50 W. Les photos de la carte assemblée de la deuxième version de l'appareil sont illustrées à la fig. 12, fig. 13 - avec une charge connectée (sur la photo de la Fig. 12, un filtre "étoile" est utilisé). Les bandes LED NEO-L-18R2834_520 du fabricant national "NEON-EK" ont été utilisées comme charge. Chaque chaîne contient 18 LED SEL-WW2835-3K qui sont connectées en trois chaînes parallèles de six LED en série.
Un appareil correctement assemblé commence à fonctionner immédiatement et n'a pas besoin d'être ajusté, mais il est toujours préférable et plus sûr de faire fonctionner le pilote par étapes. Commençons par la deuxième partie. Pour ce faire, vous avez besoin d'une alimentation de laboratoire avec une tension de sortie d'au moins 15 ... 20 V, capable de fournir un courant jusqu'à 500 mA. Il est connecté en parallèle avec le condensateur C16 et s'assure qu'une tension de 3 ... 11,6 V est apparue sur l'émetteur du transistor VT11,8, puis un ampèremètre et une charge sont connectés à la sortie de l'appareil. Il n'est pas nécessaire d'utiliser des modules LED comme charge, une résistance filaire puissante d'une telle résistance convient également pour que le courant soit, par exemple, de 300 mA. Un ohmmètre ou un multimètre est connecté aux broches 3 et 4 de l'optocoupleur U1 en mode ohmmètre ou continuité. Le moteur de la résistance variable R27 est réglé sur la position inférieure selon le schéma (sur la position de résistance maximale). Maintenant, en déplaçant doucement le curseur de la résistance vers le haut, assurez-vous que l'optocoupleur s'ouvre à un courant de charge (lecture de l'ampèremètre) de 300 mA. Dans ce cas, le moteur doit être approximativement au milieu. Vous pouvez également vérifier l'ouverture de l'optocoupleur à différentes valeurs de courant en modifiant la résistance de charge. Ensuite, éteignez la source de laboratoire, laissez la charge avec l'ampèremètre et procédez à la vérification du convertisseur flyback. Le correcteur de puissance est d'abord désactivé - le transistor VT4 et le transformateur T2 sont soudés ou son enroulement primaire est fermé (voir Fig. 3). Connectez le driver à un réseau 230 V, toujours via une lampe à incandescence et un autre ampèremètre. Si tout est en ordre, alors à un courant de charge de 300 mA et avec une lampe de 95 W, la consommation de courant ne doit pas dépasser 210 mA, tandis que la lampe doit briller à environ un tiers de la chaleur. Ils sont convaincus que le courant de sortie est régulé par la résistance R27 sur toute la plage : de 240 à 390 mA. Et enfin - ils connectent un correcteur de puissance - la lampe devrait commencer à briller un peu plus fort, mais la consommation totale de courant ne doit pas dépasser 310 mA. Vous pouvez bien entendu vérifier le correcteur de puissance séparément en le déconnectant du reste de l'appareil. Si tout s'est bien passé, vous pouvez essayer de connecter le pilote au réseau directement, sans lampe - avec une tension réseau de 230 V et un courant de charge de 300 mA, le courant consommé par l'appareil ne doit pas dépasser 140 mA. Si un ancien luminaire fluorescent est disponible, par exemple avec quatre lampes de 18W, il est facile de le convertir en une LED économe en énergie. De l'ancienne lampe, seul son corps est nécessaire, tout le reste (lampes, démarreur, etc.) est supprimé. À la base du boîtier, quatre ou cinq des bandes LED mentionnées précédemment sont placées uniformément. De plus, des trous sont percés aux bons endroits et les règles sont rivetées ou vissées. Il est souhaitable de riveter chaque règle uniformément à quatre endroits pour assurer une dissipation uniforme de la chaleur. Le conducteur est placé et fixé sur le côté d'extrémité de la lampe. Une variante de la lampe résultante est illustrée à la Fig. 14 et fig. 15 (en utilisant un filtre "étoile").
S'il y a un désir et une opportunité, vous pouvez installer un diffuseur en polystyrène ou en polycarbonate. Cependant, il convient de garder à l'esprit que le diffuseur, bien sûr, améliore considérablement les qualités esthétiques de la lampe, mais n'aggrave pas moins son rendement lumineux. Ainsi, un diffuseur "Opale" relativement transparent réduit le flux lumineux de 30...40% ! littérature
Auteur : V. Lazarev
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