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ENCYCLOPÉDIE DE LA RADIOÉLECTRONIQUE ET DU GÉNIE ÉLECTRIQUE Convertisseur de tension quasi-résonant. Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique
Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique / Alimentations L'article parle d'un type de convertisseur de tension très prometteur - quasi-résonant. Le dispositif décrit offre un rendement de conversion exceptionnellement élevé, permet de réguler et de stabiliser la tension de sortie et fonctionne de manière stable avec une puissance de charge variable. Dans les alimentations de réseau modernes - divers équipements, les convertisseurs de tension transistorisés sont largement utilisés. Leurs avantages par rapport aux blocs transformateurs sont bien connus : des dimensions plus petites et une consommation de cuivre réduite pour la même puissance de sortie, ce qui compense largement leur complexité, en particulier dans la production de masse. Plus la fréquence de fonctionnement de la conversion est élevée, plus sa performance économique est élevée. Cependant, avec une augmentation de la fréquence de commutation des transistors, les pertes de commutation augmentent également et, par conséquent, le rendement du convertisseur diminue. La valeur des pertes de commutation de tout convertisseur est déterminée principalement par deux facteurs : la présence d'un courant traversant et un temps de fermeture important de transistors de commutation puissants à un courant de collecteur important. Leur temps d'ouverture est généralement sept à dix fois inférieur et n'affecte pas de manière significative l'efficacité. Le courant traversant se produit lors de la commutation des transistors dans les convertisseurs en pont et en demi-pont. Il circule à un moment où le transistor d'un bras du convertisseur est déjà ouvert et l'autre n'a pas encore eu le temps de se fermer. Pour éliminer ce phénomène, le processus de commutation est divisé en deux étapes. Tout d'abord, le transistor est fermé dans l'un des bras, puis, après 3 ... 5 μs (temps de fermeture typique des transistors puissants), il s'ouvre dans l'autre. Cette méthode est utilisée dans les convertisseurs à excitation externe, mais elle n'est pas applicable dans les convertisseurs auto-oscillants. Une fermeture prolongée à un courant de collecteur élevé conduit au fait qu'à ce moment, une puissance inutile est libérée sur le transistor fermé, dont la valeur moyenne est exprimée par la formule : P=Im*Um*F*tfermer/6, où Im est le courant de collecteur du transistor au début de sa fermeture ;
Il existe différents systèmes qui vous permettent d'accélérer le processus de fermeture, mais ils nécessitent des coûts énergétiques supplémentaires et réduisent le temps de fermeture, au mieux, pas plus de deux fois à partir du passeport, et ne contribuent souvent qu'à rester à cette valeur. En plus de la commutation, il existe des pertes de puissance dues à une chute de tension aux bornes d'un transistor ouvert, mais elles ne dépendent que du choix des transistors et dans les convertisseurs de réseau ne dépassent pas 0,5 ... 1 % de la puissance convertie. Toute la variété des convertisseurs de tension existants, tant à excitation externe qu'à autogénérateur, peut être conditionnellement divisée en plusieurs types en fonction de la nature du courant et de la tension du collecteur au moment de la commutation. Le premier et le plus courant est l'impulsion, qui se caractérise par le courant de collecteur maximal au moment où les transistors sont fermés et par la tension de collecteur maximale après. Dans un tel convertisseur, les deux composants des pertes de commutation agissent donc à une fréquence de fonctionnement de 15 ... 25 kHz, ils représentent 8 ... 15 % de la puissance convertie. Malgré cela, les convertisseurs d'impulsions sont les plus courants en raison de la facilité de mise en œuvre et de la flexibilité du contrôle de la tension de sortie, ce qui permet de combiner la conversion de tension avec sa stabilisation. Le deuxième type est un convertisseur résonant. Un exemple simplifié de ceci est un oscillateur LC conventionnel avec retour de transformateur et circuit de polarisation automatique. Les éléments réactifs du circuit collecteur sont calculés de telle sorte que soit avant la fermeture du transistor, son courant de collecteur diminue jusqu'à presque zéro, soit immédiatement après la fermeture, la tension du collecteur soit très faible. Cela permet de réduire les pertes totales sur les transistors de commutation à 1 ... 2 % de la puissance convertie et de réduire le niveau d'interférence radio par rapport à un convertisseur d'impulsions. Cependant, les convertisseurs résonants ne fonctionnent de manière fiable qu'en mode autogénérateur, ils ne permettent pas de réguler la tension de sortie et un écart significatif de la résistance de charge par rapport à la valeur calculée. En général, dans le système convertisseur-stabilisateur, ils perdent en efficacité par rapport aux systèmes impulsionnels, car ils nécessitent un stabilisateur séparé. Le troisième type est intéressant et injustement peu répandu - quasi-résonant, qui s'affranchit en grande partie des défauts des deux précédents. L'idée de créer un tel convertisseur n'est pas nouvelle, mais sa mise en œuvre pratique est devenue réalisable relativement récemment, après l'avènement de puissants transistors haute tension qui permettent un courant d'impulsion de collecteur important à une tension de saturation d'environ 1,5 V. La principale caractéristique distinctive et le principal avantage de ce type d'alimentation est le rendement élevé du convertisseur de tension, atteignant 97 ... 98% sans tenir compte des pertes dans le redresseur du circuit secondaire, qui sont principalement déterminées par la charge. actuel. Le rendement élevé dans certains cas élimine généralement le besoin d'utiliser des dissipateurs thermiques pour des transistors convertisseurs puissants, ce qui permet de réduire considérablement la taille de l'équipement, sans parler d'autres avantages économiques. D'un convertisseur d'impulsions conventionnel, dans lequel, au moment où les transistors de commutation sont fermés, le courant qui les traverse est maximum, le convertisseur quasi-résonant diffère en ce qu'au moment où les transistors sont fermés, leur courant de collecteur est proche de zéro. De plus, une diminution du courant au moment de la fermeture est assurée par les éléments réactifs du dispositif. Elle diffère de la fréquence résonante en ce que la fréquence de conversion n'est pas déterminée par la fréquence de résonance de la charge du collecteur. De ce fait, il est possible de réguler la tension de sortie en modifiant la fréquence de conversion et de mettre en œuvre la stabilisation de cette tension. Expliquons plus en détail le principe de fonctionnement d'un convertisseur quasi-résonant en demi-pont à l'aide d'un schéma simplifié présenté sur la Fig. 1a. Les diagrammes de courant et de tension aux points caractéristiques du fonctionnement en régime permanent sont présentés sur la fig. 1b. Pour simplifier, supposons que le temps de commutation des transistors soit infinitésimal ; cette simplification, comme la pratique l'a montré, n'affecte pas la fiabilité des schémas.
On suppose également que les valeurs des paramètres des éléments satisfont les relations : LT>>L1 et Fpt La réflexion commencera à partir du moment où le transistor VT1 s'ouvre et à travers lui, ainsi qu'à travers l'inductance L1 et l'enroulement primaire du transformateur T1, le condensateur C1 commence à se charger. A cet instant, la tension sur le condensateur C2 et la charge Rn est inférieure à la tension (Upit-Uc1)n-UD, où Uc1 est la tension sur le condensateur C1 ; n est le rapport de transformation du transformateur T1 ; UD - chute de tension directe aux bornes de la diode de redressement VD1 (ou VD2). Dans ce cas, la diode VD1 est ouverte et le courant de charge du condensateur C2 la traverse. Lors de la charge, le condensateur C2 shunte l'enroulement secondaire du transformateur T1, de sorte que le taux de charge du condensateur C1 est déterminé par sa propre capacité et la faible inductance de l'inductance L1 et ne dépend pas de l'inductance de l'enroulement primaire du transformateur. Puisque, à mesure que le condensateur se charge, la tension sur l'enroulement primaire diminue et sur le condensateur C2 augmente, alors à l'instant t, la diode VD1 se ferme et une grande inductance de l'enroulement primaire du transformateur non chargé T1 est incluse dans la charge circuit du condensateur C1. Dans ce cas, le courant traversant le transistor ouvert VT1 diminue brusquement jusqu'à la valeur du courant dans l'enroulement primaire, qui est encore insignifiante à ce stade, puisque Lt>>L1. Ainsi, à partir de l'instant t1 jusqu'à l'instant de commutation des transistors t2, l'augmentation du courant collecteur est déterminée par l'inductance de l'enroulement primaire du transformateur non chargé, qui est choisie assez grande. En effet, l'état du circuit au moment de la commutation correspond au mode repos. Dans les circuits réels, le rôle de la self L1 peut être joué par l'inductance de fuite du transformateur. Après fermeture du transistor VT1 et ouverture de VT2, le condensateur C1 se décharge. Le courant traversant l'inducteur et l'enroulement I du transformateur circule dans le sens opposé, mais les processus suivent les mêmes lois. Une condition nécessaire à l'existence du mode décrit est que le taux de diminution de tension sur le condensateur C2 lorsqu'il est déchargé à travers la résistance de charge après la fermeture des diodes doit être inférieur au taux de diminution de tension sur l'enroulement primaire du transformateur dans pendant le même laps de temps, les diodes du redresseur restent fermées jusqu'à la prochaine commutation des transistors. Pour garantir une perte de puissance minimale, la chute de tension directe aux bornes du transistor ouvert doit être minimale quel que soit le courant de fonctionnement du collecteur autorisé. Cependant, pour maintenir le courant maximum pour cette La base pendant tout le demi-cycle de ce transistor est énergétiquement défavorable, et cela n'est pas nécessaire. Il suffit de s'assurer que le courant de base est proportionnel au courant du collecteur ; un tel contrôle est appelé courant proportionnel.
Étant donné que les éléments réactifs réduisent le courant du collecteur au minimum au moment où le transistor se ferme, le courant de base sera également minime et, par conséquent, le temps de fermeture du transistor est réduit à la valeur du temps d'ouverture. Ainsi, le problème du courant traversant qui se produit lors de la commutation est complètement supprimé. En d'autres termes, l'utilisation du mode quasi-résonant associée au contrôle proportionnel du courant permet de s'affranchir presque complètement des pertes de commutation. Deux options pratiques pour une alimentation secteur avec un convertisseur quasi-résonant et un contrôle proportionnel du courant sont décrites ci-dessous. La fabrication de ces blocs ne posera pas de grandes difficultés aux radioamateurs et permettra d'évaluer tous les avantages du convertisseur. L'unité stabilisée fonctionne dans un fréquencemètre haute fréquence depuis plus de deux ans et ne suscite aucune réclamation. Sur la fig. 2 montre un diagramme schématique d'une alimentation non stabilisée autogénérée.
La majeure partie des pertes de puissance dans l'unité est due au chauffage des diodes de redressement du circuit secondaire, et l'efficacité du convertisseur lui-même est telle qu'il n'est pas nécessaire de disposer de dissipateurs thermiques pour les transistors. La perte de puissance sur chacun d'eux ne dépasse pas 0,4 W. Une sélection spéciale de transistors pour aucun paramètre n'est également requise. Lorsque la sortie est fermée ou que la puissance de sortie maximale est dépassée, la génération est interrompue, protégeant les transistors de la surchauffe et des pannes. Le filtre, composé des condensateurs C1-C3 et de l'inductance L1L2, est conçu pour protéger l'alimentation des interférences haute fréquence du convertisseur. Le démarrage de l'oscillateur est assuré par le circuit R4C6 et le condensateur C5. Les oscillations sont générées par l'action d'une rétroaction positive à travers le transformateur T1, et leur fréquence est déterminée par l'inductance de l'enroulement primaire de ce transformateur et la résistance de la résistance R3 (avec une résistance croissante, la fréquence augmente). L'enroulement IV du transformateur T1 est conçu pour le contrôle à courant proportionnel des transistors. Il est aisé de constater que le puissant transformateur d'isolement T2 et les circuits de commande des transistors de commutation (transformateur T1) sont séparés, ce qui permet d'affaiblir considérablement l'influence de la capacité et de l'inductance parasites du transformateur T2 sur la formation du courant de base de transistors. Les diodes VD5 et VD6 limitent la tension aux bornes du condensateur C7 au moment du démarrage du convertisseur, tandis que le condensateur C8 est chargé à la tension de fonctionnement. Lors de la mise en place de l'appareil, il faut s'assurer que le convertisseur fonctionne en mode quasi-résonant. Pour ce faire, une résistance temporaire d'une résistance de 7 ... 1 ohms d'une puissance de 3 W est connectée en série avec le condensateur C2 et, après avoir appliqué un signal de cette résistance à l'entrée de l'oscilloscope, la forme de les impulsions de courant du collecteur des deux transistors sont observées sur l'écran à charge maximale. Il doit s'agir d'impulsions bipolaires alternées en forme de cloche qui ne se chevauchent pas dans le temps. S'ils se chevauchent, il faut réduire l'inductance de l'inductance L3 en déroulant 10 ... 15 % des spires, ou réduire la fréquence de génération du convertisseur en sélectionnant la résistance R3. Notez ici que tous les oscilloscopes ne permettent pas des mesures dans des circuits qui ne sont pas isolés galvaniquement du secteur. L'inducteur L1L2 et le transformateur T1 sont enroulés sur le même noyau magnétique annulaire K12x8x3 en ferrite 2000NM. Les bobinages de l'inductance sont réalisés simultanément, "en deux fils", avec un fil PELSHO 0,25 ; le nombre de tours est de 20. L'enroulement I du transformateur T1 contient 200 tours de fil PEV-2 0.1, enroulé en vrac, uniformément dans tout l'anneau. Les enroulements II et III sont enroulés "en deux fils" - 4 tours de fil PELSHO 0,25 ; l'enroulement IV est une bobine du même fil. Pour le transformateur T2, un circuit magnétique annulaire K28x16x9 en ferrite 3000NN a été utilisé. L'enroulement I contient 130 tours de fil PELSHO 0,25, posés tour à tour. Enroulements II et III - 25 tours de fil PELSHO 0,56 chacun ; enroulement - "en deux fils", uniformément autour de l'anneau. L'inducteur L3 contient 20 tours de fil PELSHO 0,25 enroulé sur deux noyaux magnétiques annulaires K12x8x3 de ferrite 2000NM repliés ensemble. Les diodes VD7, VD8 doivent être installées sur des dissipateurs thermiques avec une surface de dissipation d'au moins 2 cm2 chacun.
Le dispositif décrit a été conçu pour être utilisé conjointement avec des régulateurs analogiques pour différentes valeurs de tension, de sorte qu'il n'était pas nécessaire de supprimer les ondulations profondes à la sortie de l'unité. L'ondulation peut être réduite au niveau requis en utilisant les filtres LC habituels dans de tels cas, comme par exemple dans le bloc décrit ci-dessous. Le schéma d'une alimentation stabilisée basée sur un convertisseur quasi-résonant est illustré à la fig. 3. La tension de sortie est stabilisée en modifiant de manière appropriée la fréquence de fonctionnement de l'onduleur.
Comme dans le bloc précédent, les puissants transistors VT1 et VT2 n'ont pas besoin de dissipateurs thermiques. Le contrôle symétrique de ces transistors est mis en œuvre à l'aide d'un générateur d'impulsions maître séparé assemblé sur une puce DD1. Le déclencheur DD1.1 fonctionne dans le générateur réel. Les impulsions ont une durée constante fixée par le circuit R7C12. La période est modifiée par le circuit OS, qui comprend l'optocoupleur U1, de sorte que la tension à la sortie de l'unité reste constante. La période minimale définit la chaîne R8C13. Le déclencheur DD1.2 divise la fréquence de répétition de ces impulsions par deux et la tension carrée est fournie depuis la sortie directe vers l'amplificateur de courant à transistor VT4VT5. De plus, les impulsions de commande amplifiées par le courant différencient le circuit R2C7, puis, déjà raccourcies à une durée d'environ 1 µs, elles pénètrent par le transformateur T1 dans le circuit de base des transistors VT1, VT2 du convertisseur. Ces impulsions courtes servent uniquement à commuter les transistors - en fermant l'un d'eux et en ouvrant un autre. Le courant de base du transistor ouvert par l'impulsion de commande soutient l'action d'un retour de courant positif à travers l'enroulement IV du transformateur T1. La résistance R2 sert également à amortir les oscillations parasites qui se produisent au moment de la fermeture des diodes de redressement du circuit secondaire dans le circuit formé par la capacité entre spires de l'enroulement primaire du transformateur T1, de l'inductance L3 et du condensateur C8. Ces oscillations parasites peuvent provoquer des commutations incontrôlées des transistors VT1, VT2. La version décrite du contrôle du convertisseur vous permet de conserver le contrôle proportionnel du courant des transistors et en même temps d'ajuster la fréquence de leur commutation afin de stabiliser la tension de sortie. De plus, la puissance principale du générateur d'excitation n'est consommée qu'au moment de la commutation de transistors puissants, de sorte que le courant moyen consommé par celui-ci est faible - ne dépasse pas 3 mA, en tenant compte du courant de la diode Zener VD5. Cela lui permet d'être alimenté depuis le circuit primaire via la résistance d'extinction R1. Le transistor VT3 fonctionne comme un amplificateur de tension de signal de commande, tout comme dans un stabilisateur de compensation. Le coefficient de stabilisation de la tension de sortie du bloc est directement proportionnel au coefficient de transfert de courant statique de ce transistor. L'utilisation d'un optocoupleur à transistor U1 offre une isolation galvanique fiable du circuit secondaire du secteur et une immunité élevée au bruit au niveau de l'entrée de commande de l'oscillateur maître. Après la prochaine commutation des transistors VT1, VT2, le condensateur C10 commence à se recharger et la tension à la base du transistor VT3 commence à augmenter, le courant du collecteur augmente également. En conséquence, le transistor optocoupleur s'ouvre, maintenant le condensateur de l'oscillateur maître C13 dans un état déchargé. Après avoir fermé les diodes de redressement VD8, VD9, le condensateur C10 commence à se décharger vers la charge et la tension à ses bornes chute. Le transistor VT3 se ferme, ce qui entraîne la charge du condensateur C13 à travers la résistance R8. Dès que le condensateur est chargé à la tension de commutation du déclencheur DD1.1, un niveau de tension élevé sera défini sur sa sortie directe. A ce moment, la prochaine commutation des transistors VT1, VT2 a lieu, ainsi que la décharge du condensateur C13 à travers le transistor ouvert de l'optocoupleur. Le prochain processus de recharge du condensateur C10 commence et le déclencheur DD1.1 après 3 ... 4 μs reviendra à l'état zéro en raison de la petite constante de temps du circuit R7C12, après quoi tout le cycle de contrôle est répété, quel que soit le transistor - VT1 ou VT2 - ouvert dans l'alternance actuelle. Lorsque la source est allumée, au moment initial, lorsque le condensateur C10 est complètement déchargé, il n'y a pas de courant à travers la LED de l'optocoupleur, la fréquence de génération est maximale et est déterminée dans la constante de temps principale du circuit R8C13 (la constante de temps du circuit R7C12 est plusieurs fois inférieur). Avec les valeurs nominales de ces éléments indiquées sur le schéma, cette fréquence sera d'environ 40 kHz, et après l'avoir divisée avec un trigger DD1.2, elle sera de 20 kHz. Après avoir chargé le condensateur C10 à la tension de fonctionnement, la boucle de stabilisation OS sur les éléments VD10, VT3, U1 entre en service, après quoi la fréquence de conversion dépendra déjà de la tension d'entrée et du courant de charge. Les fluctuations de tension sur le condensateur C10 atténuent le filtre L4C9. Les selfs L1L2 et L3 sont les mêmes que dans le bloc précédent. Le transformateur T1 est constitué de deux noyaux magnétiques annulaires K12x8x3 en ferrite de 2000 NM repliés ensemble. L'enroulement primaire est enroulé en vrac uniformément sur tout l'anneau et contient 320 tours de fil PEV-2 0,08. Les enroulements II et III contiennent 40 tours de fil PELSHO 0,15 ; ils sont enroulés "en deux fils". L'enroulement IV se compose de 8 tours de fil PELSHO 0,25. Le transformateur T2 est réalisé sur un circuit magnétique annulaire K28x16x9 en ferrite 3000NN. Enroulement 1-120 tours de fil PELSHO 0,15, et II et III - 6 tours de fil PELSHO 0,56, enroulé "en deux fils". Au lieu du fil PELSHO, vous pouvez utiliser le fil PEV-2 du diamètre approprié, mais en même temps, deux ou trois couches de tissu verni doivent être posées entre les enroulements. L'inducteur L4 contient 25 tours de fil PEV-2 0,56 enroulé sur un circuit magnétique annulaire K12x6x4,5 en ferrite 100NN1. N'importe quelle self prête à l'emploi avec une inductance de 30 ... 60 μH pour un courant de saturation d'au moins 3 A et une fréquence de fonctionnement de 20 kHz convient également. Toutes les résistances fixes sont MLT. Résistance R4 - trimmer, tout type. Condensateurs C1-C4, C8 - K73-17, C5, C6, C9, C10-K50-24, le reste - KM-6. La diode Zener KS212K peut être remplacée par KS212Zh ou KS512A. Les diodes VD8, VD9 doivent être installées sur des radiateurs ayant une surface de dissipation d'au moins 20 cm2 chacun. Pour établir l'unité, il est nécessaire de connecter une résistance temporaire d'une résistance de 1 kΩ d'une puissance de 1-0,25 W en parallèle avec la résistance R1 et, sans connecter la charge, d'appliquer une tension constante ou alternative d'une amplitude de 15 ... 20 V à l'entrée de l'appareil et une tension constante de 5 V à la sortie dans la bonne polarité. Réglez le curseur de la résistance R4 en position basse selon le schéma. L'entrée Y de l'oscilloscope est connectée au collecteur et à l'émetteur du transistor VT2. Sur l'écran, des impulsions rectangulaires avec un rapport cyclique de 2 ("méandre") avec une amplitude de 14 ... 19 V et une fréquence de 20 kHz doivent être visibles. Si, lorsque le curseur de la résistance R4 est déplacé vers le haut, la fréquence diminue puis les oscillations calent, alors l'unité de stabilisation fonctionne normalement. Après avoir réglé la fréquence entre 4 et 3 kHz avec la résistance R5, coupez l'alimentation de l'entrée et de la sortie, retirez la résistance temporaire. Un équivalent de charge est connecté à la sortie du bloc, l'entrée est connectée au réseau et la tension de sortie est définie par la résistance R4. L'efficacité des deux blocs peut être augmentée si des diodes Schottky sont utilisées à la place des diodes KD213A, par exemple l'une des séries KD2997. Dans ce cas, des dissipateurs thermiques pour les diodes ne sont pas nécessaires. Littérature
Auteur : E. Konovalov
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Commentaires sur l'article : Alexandre Belomestnykh J'ai collectionné ce convertisseur il était une fois. Le seul problème c'est qu'il ne démarre pas. Pour commencer, j'ai dû ajouter un circuit sur un transistor kt315g. Et donc le schéma fonctionne.
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