Amélioration des caractéristiques techniques des récepteurs radio. Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique

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En utilisant des filtres à quartz VHF, des diodes Schottky et des transistors RF haute puissance, il est possible d'améliorer considérablement les paramètres du récepteur tels que la linéarité et la sélectivité de l'image. Huit façons d'améliorer les récepteurs radio sont décrites, y compris le choix d'une fréquence intermédiaire élevée, l'utilisation d'un AGC et d'un gain séparés, l'utilisation de convertisseurs de fréquence push-pull, l'utilisation d'étages pour des convertisseurs de fréquence à double équilibrage avec des diodes Schottky et une distribution optimale de l'AGC entre les étages du récepteur.

Malgré le fait que les radios ont commencé à être développées à l'aube de la technologie électronique, il existe encore des moyens de les améliorer davantage. De nouveaux composants tels que des filtres à cristaux de longueur d'onde métrique, des diodes pin et des transistors haute fréquence de forte puissance permettent de rompre avec certains concepts établis et de développer des récepteurs avec moins de distorsion, une meilleure sélectivité d'image et une linéarité élevée.

Des avantages particulièrement tangibles peuvent être réalisés dans la gamme de 2 à 30 MHz, cependant, bon nombre des méthodes proposées sont applicables aux récepteurs fonctionnant à d'autres fréquences.

La première étape de la conception d'un récepteur consiste à établir un schéma bloc, sur lequel sont notés pour chaque bloc les chiffres de bruit et les pertes attendus (les pertes sont aussi sources de bruit supplémentaire). Cela permet de calculer le facteur de bruit de l'ensemble du récepteur. Par exemple, dans le schéma fonctionnel du récepteur illustré à la Fig. 1, le facteur de bruit, déterminé en additionnant le bruit et la perte, est de 8 dB.

Riz. 1. Le schéma fonctionnel du récepteur vous permet de déterminer les gains des différents étages et le facteur de bruit du récepteur (cliquez pour agrandir)

Le facteur de bruit de l'ensemble du récepteur est déterminé en additionnant le facteur de bruit, le gain et la perte (en décibels) des étages individuels. Pour obtenir une plage dynamique large, le gain doit être aussi faible que nécessaire pour compenser la perte.

Chaque étage doit être optimisé en termes de plage dynamique et de facteur de bruit. La dynamique maximale est obtenue si les gains des étages RF et IF ont la valeur minimale nécessaire pour compenser les pertes. Comme le montre le schéma fonctionnel, des pertes de 0,5 dB dans le circuit d'entrée et l'atténuateur AGC, de 6,5 dB dans le convertisseur de fréquence et de 4,5 dB dans le filtre IF sont compensées par un gain d'environ 11 dB dans l'amplificateur RF. Il convient de noter que le deuxième convertisseur de fréquence est le plus sensible aux surcharges, car la bande passante minimale du filtre à cristal est de ± 3,5 kHz et, par conséquent, à ce stade, les tensions plus élevées sont concentrées dans une bande de fréquence étroite.

Après avoir sélectionné les principaux paramètres du schéma fonctionnel, le développeur peut procéder à la conception de cascades individuelles. C'est à ce stade que les avantages des nouveaux composants peuvent être réalisés. Considérez la séquence de façons d'améliorer le récepteur.

1. Pour obtenir une meilleure sélectivité sur le canal image, la fréquence intermédiaire doit être supérieure à la plage de fréquence reçue

Dans le passé, dans les récepteurs à double ou triple conversion, chacune des deux ou trois fréquences intermédiaires, respectivement, était inférieure aux fréquences de la bande reçue, et la sélectivité du récepteur était déterminée principalement par des circuits fonctionnant à la fréquence intermédiaire la plus basse (souvent 455 kHz) . Ceci s'explique par le fait que les composants disponibles à l'époque ne pouvaient fournir la sélectivité requise qu'aux basses fréquences intermédiaires. Cependant, à une faible première fréquence intermédiaire, le problème d'atténuation du bruit du canal image devient plus difficile. Les fréquences de bruit agissant à l'entrée, après le convertisseur, à laquelle la tension de l'oscillateur local est appliquée, peuvent tomber dans la bande passante de la FI. Dans le cas d'une FI de 1 MHz, l'atténuation des interférences du canal image, bien qu'elle soit de 80 dB à la fréquence de réception la plus basse (2 MHz), chute à 30 dB à 30 MHz. Par exemple, dans le cas de la réception d'un signal avec une fréquence de 30 MHz, le brouillage sur le canal image a une fréquence de 32 MHz, qui est proche de la fréquence du signal reçu et ne peut pas être suffisamment atténuée par le filtre d'entrée. Dans le même temps, lors de la réception à une fréquence de 2 MHz, la fréquence d'interférence de 4 MHz est deux fois plus élevée que la fréquence d'entrée, ce qui offre une bonne sélectivité sur le canal image. Pour atténuer les interférences sur le canal image, qui ont des fréquences proches de celles reçues, les développeurs ont essayé d'utiliser des filtres passe-bande suiveurs dans les présélecteurs, ce qui a augmenté le coût du récepteur.

L'oscillateur local doit être accordé dans une plage égale en largeur à la plage de fréquences des signaux d'entrée. Ainsi, dans un récepteur avec une plage de 2 à 30 MHz, le rapport de couverture de l'oscillateur local doit être de 1:15. Ce rapport de chevauchement peut nécessiter des agencements mécaniques complexes pour faire correspondre avec précision les réglages du circuit d'entrée et de l'oscillateur local. En utilisant des filtres à quartz actuellement disponibles dans la gamme des ondes métriques (30 - 120 MHz) dans les cascades IF, les problèmes ci-dessus peuvent être résolus. En sélectionnant une fréquence intermédiaire au-dessus des fréquences de la plage de fonctionnement, il est possible d'utiliser un filtre passe-bas elliptique avec une fréquence de coupure de, par exemple, 2 MHz dans un récepteur avec une plage de 30-31 MHz. Dans ce cas, les interférences avec des fréquences supérieures à la plage de fonctionnement sont atténuées de 80 dB et la sélectivité sur le canal image ne dépend pas de la fréquence des signaux reçus. Le même filtre assurera une atténuation du rayonnement de l'oscillateur local, ce qui permet de placer plusieurs récepteurs à une distance rapprochée les uns des autres. Lorsque la fréquence intermédiaire est, par exemple, de 40 MHz, l'oscillateur local doit couvrir la gamme 42-70 MHz (dans un récepteur avec une gamme de 2-30 MHz) ; par conséquent, le rapport de chevauchement est inférieur à 1:2. Cela simplifie grandement la conception de l'oscillateur local et réduit la probabilité que l'interaction des harmoniques de l'oscillateur local avec les signaux d'entrée dans le convertisseur de fréquence entraîne la formation d'interférences tombant dans la bande passante du récepteur.

2. L'utilisation d'étages séparés pour l'AGC et pour l'amplification afin de réduire la distorsion.

Dans le passé, les tubes à vide étaient utilisés à la fois pour l'amplification et l'AGC. Cependant, en raison de la non-linéarité des caractéristiques de la lampe, une distorsion d'intermodulation s'est produite lorsque la tension AGC a été appliquée. Il en va de même lors de l'utilisation de transistors bipolaires et à effet de champ. Si l'amplification et l'AGC sont réalisées dans des étapes séparées, il est alors possible de fournir le mode optimal pour chacune d'elles. Ainsi, par exemple, pour l'AGC, vous pouvez utiliser un atténuateur sur les diodes pin. connecté entre le filtre passe-bas d'entrée et l'amplificateur RF, comme illustré à la Fig.1. L'atténuateur à diode doit avoir des impédances d'entrée et de sortie constantes, sinon toute modification de l'impédance de charge modifiera les caractéristiques du filtre, et une modification de l'impédance de la source entraînant l'amplificateur entraînera une modification du bruit et de la distorsion. Sur la fig. La figure 2 montre l'atténuateur, qui est un double pont en T classique sur diodes pin. Les impédances d'entrée et de sortie d'un tel atténuateur sont maintenues constantes. A cet effet, un amplificateur différentiel est utilisé, qui assure une redistribution appropriée des courants dans les sorties de l'atténuateur (la somme des courants de collecteur doit être inchangée).

Riz. 2. Des diodes à cinq broches connectées dans un circuit à double pont en T agissent comme un atténuateur. Pour maintenir les impédances d'entrée et de sortie constantes, la somme des courants de collecteur des transistors doit être maintenue constante.

3. L'utilisation d'amplificateurs RF push-pull sur des transistors puissants avec une rétroaction profonde pour réduire la distorsion

Dans la plupart des récepteurs plus anciens, seuls quelques tubes étaient considérés comme suffisamment linéaires pour être utilisés dans des amplificateurs d'entrée en mode de classe A. Les concepteurs ont utilisé les propriétés de ces tubes pour obtenir une faible distorsion d'intermodulation. Des transistors linéaires haute fréquence haute puissance sont actuellement en cours de production, qui, fonctionnant dans des modes CC élevés avec une forte rétroaction de courant et de tension (ce qui est rarement utilisé dans la pratique), peuvent fournir une linéarité encore meilleure que les lampes. Sur la fig. La figure 3 montre un schéma d'un tel amplificateur, monté sur de puissants transistors linéaires du domaine d'onde décimétrique.

Riz. 3 (cliquez pour agrandir). Sur deux puissants transistors haute fréquence, vous pouvez assembler un amplificateur avec une bonne linéarité. Pour linéariser l'amplificateur, une rétroaction est utilisée, créée par une résistance d'émetteur sans condensateur shunt, des résistances collecteur-base et des transformateurs collecteur-base. Les courbes illustrent la diminution de la non-linéarité.

Un amplificateur push-pull atténue les produits de non-linéarité du second ordre de 40 dB par rapport à un amplificateur asymétrique. Le gain dépend de la profondeur de la rétroaction et dans la variante de la Fig. 3 équivaut à 11 dB. L'introduction de la rétroaction réduit le gain de 40 dB tout en élargissant la plage dynamique. L'amplificateur utilise trois types de rétroaction : la rétroaction de courant est fournie par une résistance d'émetteur de 6,8 ohms sans condensateur de dérivation ; une résistance de 330 ohms connectée entre le collecteur et la base sans condensateur shunt fournit un retour de tension. Étant donné que ces rétroactions modifient les impédances d'entrée et de sortie, une rétroaction de transformateur est également introduite, grâce à laquelle les impédances de sortie et d'entrée sont égales à 50 ohms. Parallèlement, l'a.s.v.s. amplificateur ne dépasse pas 1,2 dans la gamme de fréquences de 100 kHz à près de 200 MHz. Les avantages de ce nouveau type d'amplificateur RF sont mieux illustrés par sa caractéristique illustrée à la Fig. 3. Avec une puissance d'entrée de -27 dBm (deux signaux sinusoïdaux avec des amplitudes de 20 mV chacun), le gain est de 12 dB. Avec un tel signal d'entrée, le niveau des produits d'intermodulation de second ordre (f1 ± f2) dans une cascade à cycle unique ne dépasse pas -65 dB et les produits de troisième ordre (f1 ± 2f2) -100 dB. Dans l'amplificateur push-pull, les produits non linéaires du second ordre sont encore réduits à -105 dB. Le niveau de produit de non-linéarité du troisième ordre atteint le niveau de sortie souhaité à une puissance d'entrée de +22 dBm.

4. Application de convertisseurs de fréquence à double équilibrage avec diodes Schottky

Les avantages des convertisseurs push-pull par rapport aux convertisseurs à cycle unique sont connus (haute sensibilité, faible distorsion), mais le coût élevé empêche leur large diffusion. Actuellement, les diodes de conversion à faible bruit sur porteurs chauds (diodes Schottky) sont produites à un prix abordable. Il est à noter que des convertisseurs à double équilibrage basés sur des transistors à effet de champ sont également en cours de réalisation. De tels convertisseurs offrent une bonne suppression des produits de non-linéarité du troisième ordre, mais en raison d'une mauvaise adaptation des transistors à effet de champ, l'atténuation des produits de non-linéarité du second ordre est de 20 à 30 dB pire que sur les diodes Schottky. De plus, les FET limitent les signaux à des niveaux inférieurs à ceux des diodes Schottky.

Le principal avantage des mélangeurs à diodes Schottky est qu'ils permettent une meilleure adaptation par rapport aux diodes conventionnelles au silicium ou au germanium. De tels mélangeurs peuvent fonctionner à une tension plus élevée à partir de l'oscillateur local. Le bruit de la diode Schottky n'a pas la composante 1/f2 qui empêche l'utilisation des diodes au silicium aux basses fréquences. Afin d'optimiser les caractéristiques du convertisseur de fréquence, les circuits illustrés à la fig. 4, a et b. Parfois, le convertisseur contient jusqu'à 64 diodes (16 dans chaque section). Le second convertisseur en application selon le schéma synoptique de la fig. 1 gère des signaux plus importants que le premier, il devrait donc avoir une plage dynamique plus large. Dans le convertisseur selon le schéma de la fig. 4, et cela est réalisé en incluant des résistances en série et en utilisant un circuit push-pull.

Riz. 4. En incluant des résistances en série avec les ponts de diodes dans un convertisseur de fréquence push-pull, vous pouvez maintenir la plage dynamique à des niveaux de signal élevés (a). Le transformateur du circuit inférieur sert à supprimer les signaux parasites.

Il convient de noter que les résistances en série augmentent les pertes du mélangeur de 6,5 à 8 dB. Dans le convertisseur selon le schéma de la fig. 4b, un transformateur hybride est utilisé pour supprimer les interférences de canal latéral.

5. Utilisation de filtres à quartz à faibles pertes pour obtenir une sélectivité élevée dans les cascades de la première fréquence intermédiaire (ondes métriques) et une atténuation efficace des interférences dans le canal image.

Jusqu'à récemment, il était impossible de produire en série des filtres à quartz avec une sélectivité élevée et une faible perte d'insertion. Sur la fig. 5a montre la réponse en fréquence typique des filtres à quartz modernes. Etant donné que l'atténuation de l'interférence du canal d'image entre les première et seconde fréquences intermédiaires est déterminée par la pente de la réponse en fréquence du filtre, la sélectivité du canal d'image peut atteindre 80 dB. Le prix d'un tel filtre était récemment de 400 $, et maintenant en production de masse, il est tombé à 50 $.Les filtres mécaniques à l'ancienne (avec un convertisseur magnétostrictif) ont introduit une forte distorsion d'intermodulation en raison de la non-linéarité du convertisseur. Dans les filtres mécaniques modernes, des transducteurs piézoélectriques sont utilisés pour réduire la non-linéarité. Des effets similaires peuvent se produire dans les filtres à quartz si le noyau ferromagnétique du transformateur d'entrée sature à des niveaux de signal faibles. Pour réduire la non-linéarité, vous pouvez appliquer le schéma de la Fig. 5B. Les tests sont effectués avec deux signaux d'amplitude 1 V appliqués à l'entrée du filtre 50 ohms ; tandis que le niveau du signal parasite ne doit pas dépasser -80 dB.

Riz. 5 (cliquez pour agrandir). En utilisant des filtres à cristaux, vous pouvez obtenir de faibles pertes et des fronts raides dans la réponse en fréquence (la courbe inférieure est étirée pour plus de clarté par rapport à la fréquence moyenne). Le circuit représenté sur la figure utilise le même type de filtres accordés à la même fréquence de fonctionnement.

6. La double conversion de fréquence, associée à des filtres passe-bas non accordables, vous permet d'ajuster la bande passante sans modifier la pente de la pente de la réponse en fréquence.

L'obtention d'une réponse en fréquence rectangulaire de la FI avec l'utilisation de filtres passe-bande étroits a toujours été un problème sérieux. Le nouveau schéma de spectre d'entrée à double inversion peut appliquer des filtres passe-bas, tandis que la pente de la réponse en fréquence de la FI est indépendante de la bande passante. Un avantage supplémentaire des filtres passe-bas est que le temps de stabilisation est la moitié de celui des filtres passe-bande. Cela élimine les fluctuations indésirables dans les filtres dans le cas de signaux pulsés. L'essence de la méthode est illustrée par le diagramme (Fig. 6).

Riz. 6 (cliquez pour agrandir). La bande passante du récepteur IF dépend du décalage de fréquence entre les deux oscillateurs locaux fonctionnant à la seconde fréquence intermédiaire. Le signal d'entrée est converti en fréquence deux fois dans la plage 52-64 kHz, et des filtres raides à 64 kHz forment les fronts de la réponse en fréquence de la FI.

La sélectivité du récepteur est déterminée principalement par le trajet de la seconde fréquence intermédiaire 525 kHz. La bande passante de la deuxième fréquence intermédiaire, et donc la bande passante du récepteur dans son ensemble, peut être réglée entre 150 Hz et 12 kHz. Dans ce cas, le choix de la bande passante ne s'effectue pas en remplaçant le filtre, mais en ajustant le décalage de fréquence entre les deux oscillateurs locaux. Un signal de 525 kHz avec une bande passante maximale de, disons, ±6 kHz (510-531 kHz) entre initialement dans le variateur de fréquence à 467 kHz LO, ce qui donne un signal s'étendant de 52 (525-6-467) à 64 kHz (525+ 6-467). Le signal résultant est introduit dans un filtre à quartz passe-bas dont la réponse en fréquence présente une atténuation nette à 64 kHz (cette atténuation forme l'un des fronts de la réponse en fréquence IF). Le filtre spécifié avec une fréquence de coupure fixe n'est ajusté qu'une seule fois. Ensuite, le spectre du signal avec une bande passante de 52-64 kHz est à nouveau transféré à la fréquence centrale de 525 kHz et à nouveau envoyé au convertisseur avec une fréquence d'oscillateur local de 583 kHz. Dans ce cas, le signal revient dans la plage de 52-64 kHz, mais avec un spectre inversé (les composantes du spectre qui étaient auparavant à la limite de bande passante de 64 kHz sont maintenant à 12 kHz en dessous de cette limite). Un filtre avec une fréquence de coupure de 64 kHz supprime les composantes du signal qui se trouvaient à la limite de 52 kHz lors de la première conversion. Le signal ainsi obtenu, filtré avec une grande sélectivité, est à nouveau transféré sur le spectre à une fréquence de 525 kHz et détecté.

Il convient de noter que les fronts de la réponse en fréquence de la FI restent inchangés et que la bande passante est réduite en ajustant le décalage de fréquence entre les deux oscillateurs locaux. Ainsi, par exemple, avec une bande passante de 2 kHz, les oscillateurs locaux sont accordés aux fréquences de 462 kHz (525 + 1-64) et 588 (525-1 + 64). Du fait que les bords de bande sont formés par le filtre passe-bas, la réponse en fréquence est presque rectangulaire même à une bande passante de 150 Hz. Le procédé décrit assure la symétrie des caractéristiques de réponse en phase ou de retard de groupe par rapport à la fréquence centrale. Les filtres cristallins ou mécaniques couramment utilisés en IF sont des filtres Chebyshev avec une réponse en phase non linéaire. Dans le même temps, des filtres passe-bas de type Bessel peuvent fournir la linéarité requise.

7. Parmi les facteurs qui dégradent la plage dynamique du récepteur, il faut prendre en compte les bandes latérales de bruit de l'oscillateur local

Les bandes latérales de bruit du spectre LO peuvent dégrader considérablement la plage dynamique du récepteur en raison d'un effet appelé blocage. Le bruit LO peut interférer avec des signaux d'entrée puissants dont la fréquence est proche du signal reçu, ce qui entraîne un bruit dans la bande passante FI qui interfère avec le signal utile, réduisant le rapport signal sur bruit. Une forte distorsion de blocage peut se produire à des niveaux de signal bien inférieurs au seuil de compression de 3 dB (un autre paramètre de plage dynamique). Le seuil de compression de 3 dB correspond à l'apparition d'une modulation croisée perceptible et se produit généralement à des amplitudes de signal plus élevées que l'effet de blocage. De la fig. Dans la Figure 7, à titre d'exemple, on peut voir qu'avec une densité spectrale de bruit de bande latérale de 145 dB/Hz (décalage de 20 kHz par rapport à la fréquence centrale LO) et un facteur de bruit du récepteur de 10 dB, un blocage du récepteur de 3 dB se produit à une tension d'entrée d'environ 50 mV, tandis que le seuil de compression de 3 dB correspond à une amplitude de signal d'environ 1 V.

Riz. 7. Tension d'entrée correspondant à un effet de blocage de 3 dB, en fonction du bruit de bande latérale LO qui est converti par les signaux à l'entrée et du facteur de bruit total du récepteur.

Lors de l'utilisation d'un synthétiseur de fréquence comme oscillateur local, il est également nécessaire d'éliminer les signaux parasites, car ils peuvent, comme les bandes latérales de bruit, dégrader les performances du récepteur.

8. Répartition appropriée de l'AGC sur les étages du récepteur pour obtenir une plage dynamique maximale

La plage dynamique du récepteur dépend du niveau de signal le plus bas auquel la tension AGC est appliquée à l'atténuateur RF. Jusqu'à ce que le niveau du signal dans l'antenne atteigne une valeur correspondant au rapport signal sur bruit de 48 dB, l'AGC ne doit fonctionner que dans la FI (Fig. 8).

Riz. 8. Les circuits AGC augmentent le rapport signal sur bruit (la différence verticale entre deux courbes). Pour obtenir une large plage dynamique, l'atténuateur d'entrée AGC ne doit être activé que lorsque le rapport signal sur bruit atteint 48 dB.

Après cela, l'atténuateur AGC doit entrer en action, ce qui protège le deuxième convertisseur contre les surcharges. Si l'atténuateur AGC commence à fonctionner à des signaux plus petits, non seulement le rapport signal sur bruit diminuera, mais la stabilité de l'AGC peut se détériorer. Le circuit AGC doit être soigneusement analysé comme un système en boucle fermée, par exemple à l'aide d'un hodographe Nyquist, afin d'optimiser ses paramètres.

littérature

1. Huit façons d'améliorer la conception des récepteurs radio, pp. 87-91

Publication : N. Bolchakov, rf.atnn.ru

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