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ENCYCLOPÉDIE DE LA RADIOÉLECTRONIQUE ET DU GÉNIE ÉLECTRIQUE K174XA42 - récepteur radio FM monopuce. Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique
Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique / réception radio Les microcircuits K174XA42A et K174XA42B sont conçus pour fonctionner dans des récepteurs de diffusion et de communication économiques de signaux modulés en fréquence. Les microcircuits contiennent toutes les unités fonctionnelles d'un récepteur FM superhétérodyne (de l'entrée antenne à la sortie AF) et nécessitent un minimum d'accessoires pour sa mise en place : un circuit LC résonant, plusieurs condensateurs et une résistance. Le réglage d'un tel récepteur revient à régler le circuit de l'oscillateur local - à régler les limites de portée. Cela est devenu possible grâce à la basse fréquence intermédiaire - 70 kHz, qui permet l'utilisation de filtres RC non accordables pour la sélection du signal, abandonnant les filtres LC résonnants passe-bande critiques. Les grandes valeurs de déviation du signal d'entrée - 50 et 75 kHz - à faible IF entraînent une distorsion du signal AF. Pour les éliminer, un système de rétroaction de fréquence a été utilisé, ce qui réduit ("comprime") l'écart d'un facteur cinq - jusqu'à 10 et 15 kHz, respectivement. Le microcircuit est équipé d'un système de corrélation de suppression de bruit très efficace (accord sans bruit - BSN). Il supprime le signal audio lors d'un réglage imprécis, d'une entrée proche du bruit et lorsqu'il est réglé sur un canal d'image. Le dispositif K174XA42A est conçu pour fonctionner dans les récepteurs radio de communication. et K174XA42B - dans les récepteurs de radiodiffusion à usage domestique. Le microcircuit K174XA42 peut également être utilisé dans les voies radio des équipements de télévision, dans les téléphones avec un canal radio, dans les systèmes de communication radio personnels et professionnels, les dispositifs de radiomessagerie, les dispositifs de sécurité et les équipements de télécontrôle. Le petit nombre d'éléments externes requis, la facilité d'installation et le faible coût le rendent très attrayant pour une utilisation généralisée dans les conceptions de radio amateur. Ce microcircuit est réalisé dans un boîtier en plastique en deux versions : K174XA42A - dans un boîtier à dix-huit broches 2104.18-4 (238.18-3), et K174XA42B - dans un boîtier à seize broches 2103.16-9 (238.16-2). Les dessins des logements sont présentés sur la Fig. 1. Le poids de l'appareil ne dépasse pas 2,5 g. Un analogue complet du K174XA42A est le microcircuit TDA7000 ; K174ХА42Б et TDA7010 ne diffèrent que par le type de boîtier.
Les circuits typiques d'activation des microcircuits K142XA42A et K174XA42B sont illustrés à la fig. 2a et b, respectivement. Brochage K174XA42A : broche. 1 - connexion du condensateur du filtre corrélateur; broche. 2 - Sortie amplificateur AF (collecteur ouvert) ; broche. 3 - connexion du condensateur générateur de bruit; broche. 4 - connexion du condensateur de filtre de boucle OS par fréquence; broche. 5 - puissance de sortie positive ; broche. 6 - connexion du circuit LC de l'oscillateur local; broche. 7-12 - connexion des condensateurs du filtre passe-bande IF ; broche. 13,14 - entrée de l'amplificateur de signal radiofréquence; broche. 15 - connexion du condensateur du circuit d'entrée de l'amplificateur limiteur 1; broche. 16 - conclusion générale ; puissance de sortie négative : broche. 17 - connexion du condensateur du déphaseur du détecteur de fréquence; broche. 18-connexion du condensateur déphaseur du corrélateur.
La puce K174XA42B, par rapport au K174XA42A, n'a pas de broches 3 et 10, c'est pourquoi la numérotation des broches dans son brochage est décalée en conséquence. Caractéristiques électriques de base chez Tacr. moyenne ° 25±10°С Tension d'alimentation nominale, V....4,5
* Ces paramètres sont mesurés dans les conditions suivantes : tension d'alimentation 4,5 V, fréquence d'entrée RF 69 MHz, déviation de fréquence -+50 kHz, fréquence de base 1 kHz ; lors de la mesure du taux de réjection AM, la profondeur de modulation est de 30 %. Valeurs maximales admissibles des paramètres Tension d'alimentation, V....2,7...9
Un schéma fonctionnel simplifié du dispositif K174XA42A est illustré à la fig. 3. Le récepteur FM est construit selon un schéma superhétérodyne avec une seule conversion de fréquence. Le signal d'entrée après amplification est mélangé avec le signal de l'oscillateur local. Du fait de la fréquence intermédiaire (FI) relativement basse du signal prélevé en sortie du mélangeur, l'amplitude des composantes côté conversion est si faible qu'elles sont pratiquement absentes à l'entrée de l'amplificateur de signal à fréquence intermédiaire.
Un filtre IF actif de quatrième ordre est fourni pour supprimer les signaux hors bande. Le signal de sortie du filtre amplificateur-limiteur 1 normalise l'amplitude. L'amplificateur limiteur 1 a un gain important (plus de 90 dB) et une plage dynamique. Le signal IF converti est appliqué à l'entrée du détecteur de fréquence et simultanément à l'entrée du corrélateur. Le détecteur de fréquence est un convertisseur fréquence-tension. La tension basse fréquence démodulée est fournie, d'une part, au deuxième amplificateur limiteur, puis à l'oscillateur local, fermant la boucle de rétroaction de fréquence dans le système, et, d'autre part, à l'entrée du commutateur du système d'accord sans bruit (BSN) puis au préamplificateur AF et à la sortie du récepteur. Le signal de sortie du corrélateur est utilisé pour contrôler le commutateur du système BSHN, qui supprime les interférences entre les bureaux. En plus de ces nœuds, le microcircuit contient un stabilisateur de tension d'alimentation interne (non représenté sur le schéma), un amplificateur de sortie AF (il est représenté sur le schéma comme un transistor VT1) et un générateur de bruit inclus dans le système BSHN. Le générateur de bruit imite le bruit FM et est relié par un commutateur à l'entrée du préamplificateur AF lors des transitions d'une station reçue à une autre ou avec un réglage imprécis. Le signal de bruit dans ces cas indique l'opérabilité du chemin de réception-amplification. La puce K174XA42B ne contrôle pas le générateur de bruit. Le récepteur utilise une démodulation de fréquence avec retour de fréquence - le signal AF de sortie du démodulateur est utilisé pour décaler en conséquence la fréquence de l'oscillateur local en antiphase avec le signal IF. Cela a permis d'obtenir une réduction de l'excursion de fréquence du signal FI et, par conséquent, une absence presque totale de distorsion harmonique du signal de sortie. Le degré requis de « compression d'écart » est obtenu si la capacité du circuit oscillant de l'oscillateur local Co = Sk + Cpar + Svar est sélectionnée à partir de la relation empirique : Co = Fo / 2 (Sk - la capacité du condensateur de boucle, Spar - la capacité parasite du circuit, Svar - la capacité du varicap - l'élément d'accord, capacité partout en picofarads ; Fo - fréquence d'accord du circuit, en mégahertz). Cette expression, applicable à toutes les valeurs de fréquence des gammes VHF-1 et VHF-2, permet de déterminer les paramètres du circuit oscillateur local - la capacité du condensateur, puis l'inductance de la bobine. Le filtre passe-bande actif du microcircuit IF se compose de trois sections : un filtre passe-haut du second ordre, un filtre passe-bande du premier ordre et un filtre passe-bas du premier ordre (voir un fragment du circuit dans Figure 4 : la numérotation des condensateurs correspond à la figure 2, a).
Les points en gras indiquent les broches du microcircuit. Les calibres des condensateurs externes et les valeurs de la fréquence de coupure des liaisons à une FI de 70 kHz sont déterminés pour la fonction de transfert du système selon les relations connues [1] : Liaison LPF-II : C9 = 3300 pF, C13 = 180 pF, fo = 94 kHz ; lien PF-I : C4 = 330 pF, C1 = 3300 pF, fv = 103 kHz, fn = 10,3 kHz ; Liaison LPF-I : C2 = 150 pF, fo = 88,4 kHz. La conception de circuit utilisée du filtre passe-bande offre une sélectivité élevée, une consommation d'énergie minimale et une bonne plage dynamique. La caractéristique amplitude-fréquence du filtre passe-bande est illustrée à la fig. 5.
Le système BSHN est utilisé pour supprimer les signaux des canaux de réception parasites. Le fonctionnement du système est basé sur la corrélation du signal FI et du même signal, retardé et inversé. Les deux signaux sont envoyés à l'entrée du corrélateur. Si le signal direct Upf est une séquence d'impulsions cohérentes de période constante (comme c'est le cas à la réception d'une station de radiodiffusion), alors le retard du signal U'f doit être égal à la période de répétition. Un tel signal est obtenu en inversant le signal direct. Le signal est inversé et retardé par un filtre de phase (non représenté sur le schéma de la Fig. 3). Avec un réglage fin de la station, les formes des deux signaux sont identiques et ont un degré élevé de corrélation (Fig. 6a). Lorsqu'il est désaccordé, la phase du signal u'pch se décale par rapport à la ligne droite (Fig. 6,6) - la corrélation est faible. En raison d'interférences ou de bruit, des changements significatifs dans la période et la forme du signal U'pch se produisent (Fig. 6, c); dans ces cas, il n'y a pratiquement pas de corrélation.
Sur la base du résultat de la comparaison de ces signaux, le corrélateur génère un signal de commande pour le commutateur, qui allume en douceur l'amplificateur AF avec une corrélation élevée ou le générateur de bruit avec une faible. Cela élimine le passage de divers clics, bruits et sons durs à la sortie du récepteur. La tension de référence nécessaire au fonctionnement du démodulateur et corrélateur de fréquence est formée par des déphaseurs actifs internes réalisés sur des amplificateurs opérationnels à gain unité, le déphaseur (filtre de phase) fournit un déphasage du signal de p/2 à la fréquence fpch = K/Sph, où Sph est le condensateur capacitif connecté à la broche. 17 microcircuits (voir Fig. 3). Avec la résistance des résistances R2 et R3 du microcircuit indiquée dans ce schéma, et la capacité du condensateur Cf égale à 330 pF (C7 sur la Fig. 2a), fp = 70 kHz. Les signaux d'entrée et de sortie Uppch et U'pch restent égaux en tension à n'importe quelle fréquence. Dans le corrélateur, un déphaseur interne avec un condensateur externe connecté à la broche. 18, décaler la phase d'un autre n/2. Ainsi, le déphasage total des signaux sera de 180°. Après avoir inversé l'un des signaux, ils sont comparés. Le système de corrélation BSHN avec retour de fréquence fournit finalement un canal de réception unique et un réglage fin d'une station. La sortie du corrélateur (de la broche 1) peut être utilisée pour contrôler l'indicateur d'accord. Le condensateur C16 (voir Fig. 2a) détermine la constante de temps du système d'accord silencieux. Le filtre R1C12 définit la constante de temps du circuit de correction de pré-distorsion AF. Le niveau de bruit entrant dans le chemin AF dépend de la capacité du condensateur C11 ; plus la capacité est grande, plus le bruit est fort. S'il est nécessaire d'assurer un accord absolument silencieux, ce condensateur n'est pas connecté. Le condensateur C10 fait partie du filtre de boucle OS en fréquence. Il supprime la FI parasite en sortie du détecteur de fréquence et détermine la constante de temps de la boucle de contre-réaction ; affecte également la forme de la caractéristique amplitude-fréquence du trajet. Le condensateur C15 est un filtre dans le circuit d'alimentation du microcircuit. Le condensateur C5 transforme l'entrée RF équilibrée du microcircuit en une entrée asymétrique. Lors de l'installation du condensateur C5, il est nécessaire de raccourcir au maximum ses fils et de prendre des mesures pour réduire le couplage inductif et capacitif avec le circuit oscillateur local. Le condensateur C6 est un condensateur de filtrage dans le circuit de rétroaction local de l'amplificateur-limiteur 1, et C7 et C8 sont des condensateurs déphaseurs des filtres de phase du détecteur de fréquence et du corrélateur, respectivement. Riz. La figure 7 illustre la dépendance de la tension de sortie AF Uext sur la tension d'alimentation Upat à des valeurs fixes de la fréquence du signal RF d'entrée fin, de l'écart et de la fréquence de modulation Fm et de la tension d'entrée nominale du signal RF Uin.
Sur la fig. 8 montre les dépendances de la tension de sortie de l'AF, sur la fig. 9 - rapports signal sur bruit, et sur la fig. 10 - coefficient d'harmoniques de la tension du signal RF d'entrée.
littérature
Auteur : P.Polyatykin, Moscou ; Publication : N. Bolchakov, rf.atnn.ru
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