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ENCYCLOPÉDIE DE LA RADIOÉLECTRONIQUE ET DU GÉNIE ÉLECTRIQUE Récepteur radio Concours-RX. Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique
Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique / réception radio Ce récepteur a de meilleurs paramètres que le récepteur "Super-Test" développé plus tôt par l'auteur de l'article et publié dans le numéro de mars 2002 du magazine. Il est plus sensible, il a une meilleure plage dynamique. Dans ce récepteur, l'accent est mis sur le transfert du gain du récepteur dans une plus grande mesure sur les étages basse fréquence. Cela a été fait intentionnellement, car aux basses fréquences, il est plus facile d'obtenir un rapport signal sur bruit plus important avec la même base d'éléments qu'aux hautes fréquences. De plus, le schéma appliqué pour le contrôle de gain séparé pour URF et IF a permis d'augmenter considérablement la qualité de réception dans les gammes de basses fréquences sans détériorer les performances dynamiques. Une grande attention dans le récepteur est accordée au GPA. Il utilise le circuit Wakar, qui a une stabilité de fréquence accrue. Le montage du générateur sur des racks en céramique (y compris l'utilisation de céramique dans les bobines et les condensateurs) et l'utilisation d'un transistor avec de petites capacités de débit ont conduit à une augmentation de la stabilité de fréquence du GPA. De plus, il est devenu possible d'effectuer une compensation thermique uniquement sur une plage - 18 MHz lors de l'utilisation du même type de condensateurs avec TKE proche de zéro. L'utilisation du système DAC dans ce récepteur bannit complètement l'idée d'utiliser un synthétiseur de fréquence multi-détaillé et multi-bruit. Il faut dire à propos du système AGC. Il a été amené, sinon à la perfection, du moins au résultat souhaité (avec une base élémentaire limitée). La possibilité de définir le seuil du système AGC, l'autonomie de fonctionnement et la possibilité de lire les lectures du S-mètre quelles que soient les positions des curseurs de résistance qui contrôlent le gain, la prévention des clics lorsque de puissants signaux d'impulsion apparaissent sur le récepteur entrée - ce ne sont pas toutes les qualités utiles de ce circuit. Il n'y a pas de dissipateur de chaleur dans le récepteur (à l'exception d'un petit dans la puce DA1). Il est possible d'installer des filtres à deux sections à l'entrée. L'utilisation d'un haut-parleur à part entière, l'éloignement du GPA du haut-parleur et du transformateur secteur (pour éviter les retours électromagnétiques et mécaniques indésirables), la possibilité d'installer des commandes de grande taille sur le panneau avant, un accès libre aux éléments radio ( l'échelle numérique peut être facilement retirée - trois vis) sont très utiles dans cette conception. En un mot, ce design est le plus parfait par rapport à mes autres designs (avec une base d'éléments légèrement augmentée).
Le schéma de circuit du récepteur est illustré à la fig. 1. C'est un superhétérodyne avec une conversion de fréquence.
Le signal radiofréquence à travers la prise d'antenne XW1, le condensateur C1 et le commutateur SA1.1 entre dans une partie de la bobine L1, qui, avec le condensateur variable C4, forme le circuit d'entrée. La commutation du récepteur d'une gamme à l'autre s'effectue en fermant la partie correspondante des spires de la bobine avec la section de commutation de gamme SA1.2. La section de commutation SA1.1 sur l'une des gammes ne connecte qu'une partie des spires (environ la moitié) de la bobine du circuit d'entrée à l'antenne, fournissant ainsi une correspondance acceptable avec l'antenne. Dans la gamme de 1,8 MHz, le condensateur C4 est connecté en parallèle au KPI C2, ce qui permet de s'accorder dans cette gamme de fréquence tout en réduisant le taux de recouvrement de fréquence. Depuis le circuit d'entrée, le signal RF à travers le condensateur C3 est envoyé à la première grille du transistor VT1, qui fonctionne dans la cascade du RF. La tension de commande AGC est appliquée sur la seconde grille de ce transistor. Il est alimenté par la résistance R4, qui sert à régler manuellement le gain de cet étage. Depuis l'URF, le signal est envoyé à un mélangeur équilibré à double pont. Ce mélangeur comprend deux ponts de diodes VD1-VD4, VD5-VD8, deux transformateurs T1, T2 et deux résistances R7, R8. La présence de résistances permet de réaliser le mode de commutation des diodes à une tension d'oscillateur local relativement élevée et de limiter leur courant à l'alternance d'ouverture de tension à la valeur maximale admissible. Ce mélangeur est l'un des mélangeurs de haut niveau qui peut fournir une large plage dynamique en raison de la tension élevée de l'oscillateur local. Les qualités positives de ce mélangeur comprennent un bon découplage des circuits d'entrée et hétérodyne. Le signal GPA est envoyé à l'un des enroulements du transformateur T2 et le signal radiofréquence est envoyé au point de connexion des deux enroulements du transformateur T1. Le signal de fréquence intermédiaire de 5,5 MHz est prélevé sur le quatrième enroulement T1, qui est connecté en série avec le troisième enroulement, ce qui assure une bonne adaptation avec l'entrée haute résistance de l'étage suivant. De plus, le signal IF est amplifié par une cascade réalisée sur des transistors VT2VT3 selon un circuit cascode, où VT2 est connecté à une source commune et VT3 est connecté à une base commune. Le signal IF isolé sur le circuit L3C13 est envoyé au filtre de sélection principal, qui est utilisé comme filtre à quartz à huit cristaux, réalisé selon le circuit en échelle. Lorsque les contacts du relais K1.1, K2,1, court-circuit sont fermés. 1, K4.1, la bande passante du filtre est réduite de 2,4 à 0,8 kHz. A partir de la sortie du filtre à quartz, le signal IF via le transformateur d'adaptation TZ est envoyé au deuxième IF, réalisé sur le transistor VT4 selon le circuit à source commune. La tension de commande de l'AGC est fournie aux deuxièmes grilles des transistors à effet de champ des deux amplificateurs IF. La résistance R69 effectue un réglage manuel du gain des étages ci-dessus. À partir du circuit L5C35, le signal IF entre dans le détecteur de signal SSB, réalisé sur les diodes VD9-VD12 selon un circuit équilibré en anneau. A travers la résistance d'équilibrage R23, il reçoit également un signal d'un exemple d'oscillateur local à quartz avec une fréquence de 5,5 MHz, qui est monté sur un transistor VT13. De la sortie SSB du détecteur, signal 34 à travers un filtre passe-bas (C37R24C42) et un condensateur non polaire créé artificiellement C40C41, nécessaire pour éviter le déséquilibre du mélangeur en anneau avec une tension constante pouvant provenir de la base VT5 lorsque le les paramètres du condensateur électrolytique C44 changent dans le temps, est alimenté à une basse fréquence de préamplificateur, réalisé sur des transistors à faible bruit VT5 et VT6 selon le schéma cascode. Le premier transistor est connecté selon le schéma avec un émetteur commun, le second - avec une base commune. Depuis le collecteur VT6, le signal 3H passe par la résistance de contrôle de gain LF R32 jusqu'à l'ULF final (DA1), et depuis sa sortie soit vers le haut-parleur BA1, soit vers les téléphones, selon la position du commutateur SA3. Depuis le collecteur VT6, le signal 3H entre également par la cascade sur le transistor VT7 et le commutateur SA2 vers le circuit de contrôle automatique de gain (AGC) réalisé sur le transistor VT14. Un redresseur AGC est réalisé sur les diodes VD17 et VD18.La valeur de résistance R74 détermine le seuil de fonctionnement du système AGC et la valeur de la capacité C120 détermine le temps de réponse. Les diodes VD5, VD6 empêchent VT14 de se fermer complètement lorsqu'un signal d'impulsion puissant apparaît à l'entrée du récepteur, ce qui empêche les clics dans le haut-parleur La présence de la résistance R68 vous permet de limiter la tension de commande de l'AGC par le haut et la résistance R70 - de supprimer la zone de non-travail par le bas.L'émetteur VT14 comprend un appareil de mesure PA1 en tant que S-mètre. R71 limite le signal appliqué à PA1 par le haut et VD25 crée une non-linéarité pour les signaux à haut niveau, ce qui est pratique lors de leur lecture. Le condensateur C119 bloque les interférences RF. L'entrée "B" est alimentée par une tension de commande de + 12 V pour verrouiller le récepteur lorsque l'émetteur fonctionne à la cadence d'émission. Le générateur de plage lisse (GPA) est réalisé sur un transistor VT8. Les avantages du GPA incluent l'utilisation d'un étage amplificateur doubleur et d'une fréquence intermédiaire de 5,5 MHz. Ce IF a moins de points affectés dans la conversion par rapport aux autres valeurs IF. Le stabilisateur de tension paramétrique VD14R50 et le condensateur C86 empêchent les fuites de tension haute fréquence dans le circuit d'alimentation et offrent une stabilité accrue des paramètres du signal de sortie. La section de commutation SA1.3 connecte les condensateurs GPA à différentes plages de fréquences, et la section SA1.4 connecte les condensateurs C90 et C91, utilisés pour obtenir l'étirement nécessaire sur différentes plages. La résistance R44 améliore le découplage entre le générateur et l'étage suivant. Les fréquences générées par le GPA sont indiquées dans le tableau. 1.
Un amplificateur GPA large bande est réalisé sur le transistor VT9.La faible capacité du circuit de grille et la haute impédance d'entrée de la cascade contribuent à un bon découplage du générateur des autres cascades. La sortie de l'amplificateur GPA est chargée sur un filtre passe-bas elliptique du septième ordre avec une bande passante de 7,33 ... 12,668 MHz. La fréquence de coupure du filtre est de 12,72 MHz. Pour toutes les composantes parasites du spectre du signal généré, une suppression de plus de 35 dB est prévue. La sortie du filtre passe-bas est reliée à l'entrée d'une cascade réalisée sur les transistors VT10 et VT11, qui est un amplificateur doubleur commutable. La commutation des modes de cette cascade s'effectue à l'aide des contacts du relais K5.1. Sur les gammes 1,9 ; 3,5 ; 7; 14; L'amplificateur-doubleur 18 MHz fonctionne comme un amplificateur, et sur le reste - comme un doubleur. Lors du passage du mode doublage au mode amplification, le collecteur du transistor VT10 est désactivé et le transistor VT11 est commuté en mode linéaire de classe A en fournissant une polarisation positive supplémentaire au circuit de base en raison de la connexion de la résistance R57. En mode doublage, le signal du transformateur d'entrée T5 est fourni en opposition de phase aux bases des transistors. Les collecteurs des transistors sont connectés en parallèle et chargés sur l'enroulement d'entrée du transformateur T4. À partir de l'enroulement de sortie T4, le signal GPA est envoyé au premier mélangeur récepteur via l'émetteur suiveur (VT12) et à partir de son milieu (sortie "B") - à l'échelle numérique et à l'accessoire de transmission. La sortie "A" est utilisée lors de la visualisation de la réponse en fréquence du filtre à quartz et de son réglage selon la méthode décrite dans [1]. S'il est prévu d'utiliser le récepteur en conjonction avec le décodeur de transmission, un système de désaccord doit être introduit dans le GPA, et lorsque vous travaillez avec des modes de communication numériques, le système TsAPCh [8] Ce système fonctionne en conjonction avec l'échelle de V. Krinitsky [2], et son fonctionnement est décrit en détail dans [ 3]. Le récepteur peut utiliser non seulement cette échelle numérique, mais aussi d'autres, par exemple les auteurs V. Buravlev, S. Vartazaryan, V. Kolomiytsev [4]. Lors de l'utilisation de l'échelle de V. Krinitsky, pour une lecture correcte de la fréquence dans les compteurs, il est nécessaire d'écrire les nombres 945000 sur les bandes basses (jusqu'à 10 MHz inclus) et 055000 sur les bandes hautes. Un fragment du schéma de circuit de la ligne centrale avec les éléments d'enregistrement des chiffres mentionnés ci-dessus et un circuit de commutation pour enregistrer les chiffres sur l'échelle sont représentés dans [8]. L'alimentation se compose d'un transformateur de réseau T6, d'un pont redresseur VD21-VD24 et d'un stabilisateur réalisé sur DA2, VT15, VT16 et VT17. Le collecteur du transistor VT17 est "planté" directement sur le boîtier du châssis. Il y a une tension négative à l'émetteur de ce transistor par rapport au corps, qui peut être utilisée pour bloquer en plus les étages récepteurs lorsqu'il est utilisé en conjonction avec un émetteur. Le coefficient de stabilisation de la tension de sortie de ce stabilisateur est d'au moins 4000. Le récepteur est réalisé dans un boîtier de 290x178x133 mm en duralumin de 1,5 mm d'épaisseur. Le châssis est en duralumin de 4 mm d'épaisseur. La vue du châssis de deux côtés est donnée dans [8]. Profondeur du châssis par le bas - 53 mm. Les compartiments du GPA, ainsi que le condensateur C76, sont constitués de plaques de duralumin de 5 et 1,5 mm d'épaisseur. Les pièces GPA sont montées sur des racks constitués de fusibles en céramique défectueux (les restes de fils conducteurs doivent être retirés des fusibles). Les montants sont insérés dans des évidements percés (et non traversants) dans le châssis et fixés avec de la colle Moment. Cette disposition améliore la stabilité de fréquence. Par le bas, le compartiment GPA est recouvert d'un couvercle en duralumin de 1,5 mm d'épaisseur. Un couvercle similaire est recouvert d'en haut et du condensateur C76. Des trous figurés pour le montage de cartes de circuits imprimés sont sciés dans le châssis et des trous filetés MZ sont réalisés pour leur fixation. Les condensateurs C124 et C126 passent par des trous ronds dans le châssis. La puce DA1 est équipée d'un petit dissipateur thermique. Dans les circuits d'entrée du récepteur, il est possible d'utiliser des filtres à deux sections. Pour cela, il est possible de décaler le condensateur C4 vers les condensateurs d'accord C55-C65. Un trou est percé dans la place libérée pour installer une planche avec des filtres. L'échelle numérique est fixée avec trois vis aux douilles filetées. Une vue du panneau avant du récepteur est illustrée dans [8]. Il est en duralumin de 2 mm d'épaisseur et peint avec de la peinture nitro noire. Des morceaux de papier rectangulaires avec des inscriptions explicatives sont collés à la peinture. Par le haut, le panneau avant est recouvert d'un faux panneau en verre organique transparent et incolore de 2 mm d'épaisseur, qui sert de vitrage pour l'échelle numérique et, en même temps, protège les inscriptions contre les dommages. Un revêtement décoratif en polystyrène blanc de 2 mm d'épaisseur vient se superposer au faux panneau. Des inserts en plastique de couleur bleu et rouge sont collés dans le revêtement blanc pour encadrer l'échelle numérique et le S-mètre. À l'intérieur de la balance numérique, un filtre de couleur verte en plexiglas (2 mm) est installé. Le haut-parleur est recouvert d'une grille rouge décorative. La partie principale des composants radio est installée sur quatre cartes de circuits imprimés. Les circuits imprimés sont en fibre de verre double face de 1,5 mm d'épaisseur. La feuille de cuivre sur le côté des composants radio n'a pas été complètement retirée. Sur les bords des planches, ainsi que sous les cloisons d'écran, il reste des pistes de 3 mm de large, sur lesquelles les écrans sont soudés (laiton de 0,5 mm d'épaisseur). Les écrans du boîtier du filtre à cristal et de l'oscillateur à cristal de référence sont amovibles. La topologie des cartes de circuits imprimés est donnée dans [8]. Le récepteur utilise des composants radio largement utilisés. Résistances de types MLT-0,125, MLT-0,5, MLT-1. Résistances variables - SPZ-9a Les transistors KP350B peuvent être remplacés par KP306, KT339B - par 2T3124A-2, KT342 - par KT306, KT660B - par KT603B, KT608B, KT646B, KT606B - par KT904A, KT312B - par KT306, KT342 25, MP501B - sur KT1M. Haut-parleur - type de tête dynamique 50GD1. La lampe à incandescence HL28 est utilisée pour une tension de 28 V (CAM-300) Elle peut être remplacée par plusieurs LED jaunes connectées en série avec des résistances de 500-1 Ohm et placées autour du périmètre du dispositif RAXNUMX. Dans ce cas, l'éclairage du S-mètre diminuera légèrement, mais le régime thermique du GPA sera facilité, ce qui affectera positivement la stabilité de sa fréquence. Relais K1-K5 - Passeport RES49 RS4.569.423 ou RS4.569.421-00. Le récepteur utilise des condensateurs de types KT-1, KD-1, KM, KLS, K50-6. Condensateur C80 - groupes PZZ et C81 - M47. Pour régler le récepteur en fréquence et régler son circuit d'entrée, le passeport dit différentiel KPI ("papillon") YaD4.652.007 de la station de radio R-821 (822) a été utilisé. Pour augmenter la capacité maximale, leurs stators sont connectés les uns aux autres et les rotors sont connectés à un fil commun. Tête de mesure RA1 - microampèremètre M476/3 avec un courant de déviation total de la flèche 100 μA (du magnétophone "Romantic-3"). Les commutateurs SA2, SA3, SA4, SA5, "On. Stabilization" et "On. Detuning" ont appliqué le type VKZZ-B15. Dans le filtre à quartz et l'oscillateur à quartz, des résonateurs à quartz sont utilisés à partir de l'ensemble "Résonateurs à quartz pour radioamateurs" n ° 1 (passeport IG2.940.006 PS), fabriqué par l'usine de fabrication d'instruments d'Omsk nommée d'après. Kozitsky. Transformateur de réseau Т6 type ТН 34-127/220-50. Il peut être remplacé par n'importe quel transformateur à incandescence d'une puissance supérieure à 30 W et comportant 2-3 enroulements filamentaires pour une tension de 6,3 V et un courant supérieur à 0,9 A. Si les trois enroulements sont utilisés, il est conseillé de utiliser des robinets de cinq volts. Les données d'enroulement des contours sont indiquées dans le tableau. 2. La conception de la bobine L1 est illustrée à la fig. 2
L'établissement du récepteur commence par la vérification des performances de l'alimentation et le réglage de la tension à +12 V avec la résistance R79. Après cela, tous les étages sont vérifiés pour l'absence de court-circuit dans les circuits d'alimentation, puis ils sont mis sous tension. Ensuite, ils commencent à accorder les oscillateurs locaux.L'accord de l'oscillateur local à quartz de référence (VT13) consiste à faire tourner le noyau de la bobine L12 jusqu'à l'obtention d'une génération stable et d'une amplitude de sortie maximale. En ajustant le noyau de la bobine L14, la fréquence de génération est réglée derrière la pente inférieure de la caractéristique du filtre à quartz. En l'absence de génération, les pièces du générateur doivent être vérifiées pour leur bon fonctionnement. D'ailleurs, il est souhaitable de le faire avec chaque pièce (et avec les nouvelles, surtout) avant de l'installer sur le circuit imprimé. La génération en sortie est contrôlée par un voltmètre RF à haute résistance ou, mieux encore, un oscilloscope, ainsi qu'un fréquencemètre.
Le réglage du générateur de gamme lisse (VT8) commence par la pose de la gamme 18 MHz en faisant tourner le rotor du condensateur accordé C60. Le commutateur SA1 est représenté dans la position 14 MHz. Après la pose, la compensation thermique est effectuée en remplaçant les condensateurs C80, C81 par une capacité égale, mais avec des coefficients de température (TKE) différents. Ensuite, le reste des gammes est posé de la même manière que décrit ci-dessus en ajustant les condensateurs C55-C59, C61-C65 et, si nécessaire, la sélection des condensateurs C66-C74. Si des condensateurs avec zéro TKE sont utilisés (l'utilisation de condensateurs de type KSO avec la lettre G donne également de bons résultats), alors la compensation thermique dans ces plages peut être omise. En sélectionnant les valeurs des condensateurs C90, C91, l'étirement nécessaire est effectué sur les plages (selon les positions du commutateur SA1.4) de sorte que la marge de recouvrement soit de 10-15%. La pose des fréquences par gammes s'effectue selon le tableau. 1. Ensuite, mettez en place une cascade faite sur le transistor VT9 en sélectionnant la valeur de la résistance R49 en fonction du signal maximum au drain de ce transistor (la forme est une sinusoïde régulière). Ils procèdent ainsi: remplacez temporairement R49 par une résistance variable d'une valeur nominale de 47 kOhm (les conducteurs de liaison doivent être aussi courts que possible), configurez la cascade, puis, après avoir mesuré la valeur de la résistance obtenue, remplacez avec une résistance constante de valeur proche. Le filtre passe-bas est ajusté en faisant tourner les noyaux des bobines L9, L10, L11 afin d'obtenir une caractéristique uniforme dans la bande de fréquence 7,33-12,668 MHz. La fréquence de coupure doit être de 12,72 MHz. Contrôlez le réglage avec un compteur de réponse en fréquence ou un oscilloscope. Ensuite, accordez l'amplificateur / doubleur (VT10, VT11).L'accord commence en mode doublage sur la gamme 28 MHz en sélectionnant la valeur de la résistance R56 jusqu'à ce que l'amplitude maximale du signal de forme sinusoïdale correcte soit obtenue en sortie. ("B"). Puis SA1 est commuté dans une gamme de 1,9 MHz, dans laquelle cet étage fonctionne en mode amplification. Le réglage s'effectue en sélectionnant la valeur de la résistance R57 jusqu'à l'obtention du signal maximal à la sortie "B" de forme sinusoïdale correcte. L'émetteur suiveur (VT12) est accordé en sélectionnant la valeur de la résistance R61 jusqu'à ce qu'un signal maximum de forme sinusoïdale correcte soit obtenu sur son émetteur. S'il y a une amplitude inégale du signal de sortie GPA, alors la rotation des noyaux des bobines L9, L10, L11 devrait éliminer ce dernier. Si à la sortie du GPA il y a des distorsions de signal sous la forme d'un méandre ou si l'amplitude du signal est supérieure à 4 V (effectif), alors il est nécessaire d'augmenter la valeur de la résistance R44. Lors de l'établissement systèmes de désaccord le curseur de la résistance R12 est réglé sur la position médiane, et en sélectionnant la valeur de la résistance R11, les fréquences correspondent lorsque le désaccord est activé et désactivé. En ajustant la résistance R9, les fréquences d'émission et de réception sont adaptées. En sélectionnant la valeur de la résistance R3, les fréquences sont adaptées avec et sans le système DAC allumé. La vérification des performances de l'amplificateur basse fréquence revient à surveiller la tension sur la broche 12 de la puce DA1. Elle doit être égale à la moitié de la tension d'alimentation. Un signal avec une fréquence de 1 kHz et une tension de 20 mV est envoyé à l'entrée ULF. En changeant la fréquence du générateur dans la gamme audio, ils s'assurent qu'il n'y a pas de distorsions de signal notables à la sortie ULF en le contrôlant avec un oscilloscope. Les caractéristiques dans la région des hautes fréquences sont corrigées par la sélection des condensateurs C51, C52, C53. L'ULF préliminaire est ajusté en sélectionnant la résistance R25 jusqu'à ce que le signal de sortie maximal soit obtenu en l'absence de distorsion visuellement perceptible. Après ULF, ils commencent à mettre en place la FI (VT2, VT3. VT4). Un signal avec une fréquence de 5,5 MHz et une tension de 10 mV (non modulée) est fourni par le GSS à la sortie inférieure du condensateur C9 selon le circuit via un condensateur d'une capacité de 5 ... 10 pF. De plus, en faisant tourner les noyaux des bobines L3, L5 tour à tour, ils atteignent le signal maximal à la sortie ULF. Le filtre à cristal doit être en mode large bande, la résistance R69 doit être en position de gain maximum. En faisant tourner le noyau de la bobine L14 dans l'oscillateur local à quartz de référence, une tonalité de signal de sortie d'environ un kilohertz est obtenue. L'installation finale du laser et le réglage du filtre à quartz sont effectués après que le récepteur a été entièrement réglé. Au fur et à mesure que les lectures de sortie maximales approchent lors du réglage de L3, L5, la tension du générateur à l'entrée doit être progressivement réduite. Ensuite, le signal GSS est envoyé à l'entrée de l'antenne avec une fréquence correspondant à la plage sélectionnée, et en ajustant le condensateur C4, le signal de sortie maximal est atteint. Dans ce cas, le curseur de la résistance R4 "URCh" doit être dans la position correspondant au gain maximum (en bas du schéma). Sur la bande 1,9 MHz, il peut être nécessaire de sélectionner le condensateur C2. Après cela, procédez à la mise en place du filtre à quartz. Pour ce faire, un signal du GSS ou de l'émetteur-récepteur (le vernier de l'émetteur-récepteur vous permet de changer la fréquence de manière très fluide) est envoyé à l'entrée d'antenne du récepteur WV1 avec une fréquence de la plage sélectionnée et une tension de 0,3 µV. En modifiant en douceur la fréquence de réception du récepteur accordé, les lectures du S-mètre et les lectures correspondantes de l'échelle numérique sont prises et enregistrées dans un tableau. Ensuite, selon ce tableau, tracez un graphique de la réponse en fréquence du filtre. Les lectures du S-mètre sont tracées verticalement (en unités relatives) et horizontalement - la fréquence tous les 200 Hz. La forme de la réponse en fréquence est utilisée pour juger de la qualité du filtre. Si la caractéristique présente de grandes irrégularités (atténuation supérieure à 6 dB, blocages et bosses) ou une faible bande passante (inférieure à 2 kHz), ou un facteur d'équerrage insatisfaisant (inférieur à 1,4 à des niveaux de -80/-3 dB), alors le filtre doit être ajusté en changeant alternativement les valeurs de ses condensateurs. Le contrôle est effectué en analysant des tracés répétés de la réponse en fréquence. S'il n'est pas possible d'obtenir une réponse en fréquence acceptable, le quartz doit être remplacé. En mode bande étroite (les contacts SA4 sont fermés), le filtre est ajusté en sélectionnant les condensateurs C18, C22, C26, C29, réalisant un rétrécissement de la bande. Une bande passante de 0,8 kHz est optimale pour cette conception de filtre. Le moyen le plus simple de régler le filtre consiste à utiliser un compteur de réponse en fréquence (AFC). Pour visualiser la réponse en fréquence du filtre (ainsi que ses paramètres), vous pouvez utiliser la méthode décrite dans [1]. Enfin, la fréquence de l'oscillateur local à quartz de référence est réglée après avoir accordé le filtre à quartz en accordant L14, derrière la pente inférieure de la réponse en fréquence. Le détecteur SSB est équilibré en ajustant la résistance R23 au minimum du signal OCG (5,5 MHz) sur la résistance R24, tandis que le condensateur C37 doit être déconnecté pendant la procédure d'équilibrage (n'oubliez pas de le reconnecter plus tard). La mise en place du système AGC consiste à sélectionner la valeur du condensateur C120, dont dépend son temps de réponse. La sélection de ce condensateur s'effectue en mode large bande selon la meilleure correspondance entre le mouvement de l'aiguille du dispositif PA1 et l'évolution des signaux et la suffisance du temps pour maintenir l'aiguille aux maxima du signal afin de permettre la lecture visuelle de l'appareil. Dans ce cas, la régularité nécessaire du changement du facteur d'amplification de la FI est obtenue. Lorsque le dispositif RA1 sort de l'échelle aux crêtes des signaux, il est nécessaire de réduire la valeur de la résistance R71. En sélectionnant la résistance R74, le niveau requis du seuil de fonctionnement du système AGC est atteint, et la résistance R68 - le gain maximum dans la FI lorsque le bouton R69 est réglé sur la position de gain maximum. Dans ce cas, la tension constante aux deuxièmes portes VT1, VT2, VT4 ne doit pas dépasser +5 V. En sélectionnant la résistance R70, la section non fonctionnelle de la résistance R69 est supprimée (lorsque le gain IF ne change pas lorsque le le bouton R69 est tourné). littérature
Auteur : V.Rubtsov (UN7BV), Astana, Kazakhstan
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