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ENCYCLOPÉDIE DE LA RADIOÉLECTRONIQUE ET DU GÉNIE ÉLECTRIQUE Récepteur radio Super-Test. Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique
Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique / réception radio Le récepteur vous permet de recevoir des signaux de stations de radio amateur fonctionnant en CW et SSB dans les plages de 1,8 ; 3,5 ; 7; dix; 10; 14; 18; 21 et 24 MHz. caractéristiques techniques
L'alimentation peut être fournie par un secteur 220 V AC ou par une source 12...24 V DC. Le circuit récepteur est représenté sur la fig. 1. C'est un superhétérodyne avec une conversion de fréquence. Le signal RF via la prise d'antenne XW1 et le condensateur C1 entre via le commutateur SA1.1 dans la partie de la bobine L1 qui, avec le condensateur variable (CPE) C3, forme le circuit d'entrée. La restructuration du récepteur de gamme en gamme s'effectue en fermant la partie correspondante des spires de la bobine avec la section de commutation de gamme SA1.2. La section de commutation SA1.1 sur l'une des gammes ne connecte qu'une partie des spires (environ la moitié) de la bobine du circuit d'entrée à l'antenne, fournissant ainsi une correspondance acceptable avec l'antenne.
Dans la gamme de 1,8 MHz, le condensateur C3 est connecté en parallèle au KPI C2, ce qui permet de s'accorder dans cette gamme de fréquence avec une diminution simultanée du taux de recouvrement de fréquence. Le signal RF du circuit d'entrée via C4 est envoyé aux premières grilles des transistors à effet de champ VT1 et VT2, sur lesquels un mélangeur équilibré commutable est réalisé. Le gain de cet étage récepteur est d'environ 8. Le signal du GPA (générateur de gamme lisse) réalisé sur le transistor VT1 selon le schéma Wakar est envoyé aux deuxièmes grilles des transistors via le transformateur T9 en opposition de phase. Le générateur selon ce schéma a une stabilité de fréquence accrue. Le commutateur SA1.3 connecte divers condensateurs au circuit GPA sur les gammes appropriées, assurant la génération des fréquences nécessaires avec le chevauchement de fréquence nécessaire. La tension d'alimentation du GPA est stabilisée par un stabilisateur paramétrique VD15R45. L'amplificateur de signal GPA est monté sur le transistor VT10. Un filtre passe-bas elliptique du septième ordre avec une fréquence de coupure de 12,65 MHz est connecté à sa sortie. Sur les bandes 10, 21, 24 et 28 MHz, le GPA génère une fréquence moitié de celle nécessaire pour obtenir la FI souhaitée (5,5 MHz). Le doublement requis se produit dans le mélangeur (VT1, VT2) lorsque les contacts du relais K1.1 sont commutés vers la position gauche (selon le schéma). Le deuxième groupe de contacts de relais K1.2 assure la connexion de la résistance R2 en parallèle avec R3 pour assurer le meilleur mode de conversion sur les plages indiquées. La section de commutation SA1 commande l'enclenchement du relais K1.4. Sur les autres gammes, le doublage de fréquence du GPA dans le mélangeur ne se produit pas. Sur les gammes 21, 24 et 28 MHz, seule la moitié de l'enroulement d'entrée du transformateur T2 est passant en sortie du mélangeur, ce qui augmente le rapport de transformation sur ces gammes. En conséquence, la sensibilité du récepteur est également améliorée. L'enroulement de sortie du transformateur T2 et les condensateurs C8, C9 forment un circuit IF accordé à une fréquence de 5,5 MHz. Le signal extrait de ce circuit est amplifié par le premier étage IF, qui est réalisé sur un transistor à effet de champ VT3. La tension AGC est fournie à la deuxième grille de ce transistor à travers la résistance R9. Le circuit IF est inclus dans le circuit de drain. La sélection principale est effectuée par un filtre à quartz de type échelle à huit cristaux (ZQ1-ZQ8). La bande passante du filtre en mode SSB est de 2,4 kHz (Fig. 2).
Lorsque les contacts de relais K2.1 et K2.2 sont fermés, la bande se rétrécit à 1 kHz (mode CW - Fig. 3).
Le signal IF filtré est amplifié par le deuxième étage IF (transistor VT4). La seconde grille de ce transistor est également reliée aux circuits AGC par l'intermédiaire d'une résistance R15. À partir de la sortie VT4, le signal IF via l'étage d'inversion de phase sur le transistor VT5 est envoyé au mélangeur équilibré en anneau VD1-VD4 (détecteur de signal SSB). Un signal d'une fréquence de 5,5 MHz est fourni à l'autre bras du mélangeur, qui est généré par un oscillateur local à quartz sur un transistor VT11. La résistance ajustable R20 peut être utilisée pour ajuster le coefficient de transfert de la cascade sur le transistor VT5. Un émetteur suiveur d'un signal d'oscillateur local à quartz est réalisé sur le transistor VT12. De la sortie du mélangeur équilibré en anneau, le signal de fréquence audio à travers le filtre RC C39R24C40 va à un préamplificateur basse fréquence fabriqué sur la puce DA1, et de celui-ci à travers la résistance de contrôle du volume R31 jusqu'à l'ULF final (transistors VT6, VT7, VT8). Le commutateur SA2 peut éteindre la tête dynamique BA1. Le connecteur XS1 est conçu pour connecter un casque. De la sortie du microcircuit DA1, le signal basse fréquence va également au redresseur de signal AGC, monté sur les diodes VD7 et VD8. Le temps de réponse du système AGC est déterminé par la capacité du condensateur C94. L'amplificateur de signal AGC est réalisé sur le transistor VT13. Le circuit d'émetteur de ce transistor comprend un microampèremètre RA1 avec un courant de déviation total de 100 μA (S-mètre). La résistance R58 sert à limiter la tension maximale fournie aux deuxièmes grilles des transistors VT3, VT4 (elle ne doit pas dépasser 5 V). La résistance variable R59 ajuste le gain IF manuellement. Le seuil AGC est sélectionné par la résistance R64. Le circuit appliqué vous permet de lire les lectures du S-mètre quelle que soit la position du curseur de la résistance R31 ou la position du commutateur SA2. De plus, à mesure que le gain IF diminue, les lectures du S-mètre diminuent, ce qui correspond à la logique, contrairement au schéma AGC utilisé dans le récepteur radio "TURBO-TEST". L'alimentation du récepteur se compose d'un transformateur TZ, d'un pont redresseur VD11 et d'un régulateur de tension +12 V sur l'ampli op DA2 et les transistors VT14, VT15. Le collecteur du transistor VT15 est connecté au boîtier de l'appareil, ce qui permettait non seulement de se passer d'un dissipateur thermique supplémentaire, mais aussi d'utiliser une tension négative (présente sur l'émetteur VT15 par rapport au boîtier) pour verrouiller les étages inactifs du décodeur émetteur en mode réception. Le collecteur du transistor VT8 est également connecté au boîtier et le transistor VT7 a un contact thermique avec le châssis du récepteur via un joint en mica. Cela a permis d'éviter l'utilisation de dissipateurs thermiques séparés. Les fréquences générées par le GPA du récepteur sont indiquées dans le tableau. 1, et données d'enroulement des circuits et des transformateurs - dans le tableau. 2. Le transformateur T1 est enroulé en trois et T2 - en quatre fils torsadés ensemble (pas de torsion - 3 mm). Bobine de plomb d'enroulement à bobine.
La conception des bobines L1, L7 et leurs données d'enroulement sont les mêmes que dans le récepteur "TURBO-TEST" [1, 2]. Le corps du récepteur, les contours de la carte de circuit imprimé, le vernier, les condensateurs du GPA et le circuit d'entrée, ainsi que le transformateur de puissance, sont utilisés de la même manière que dans le récepteur "TURBO-TEST". Les bobines de filtre IF et elliptique sont enfermées dans des écrans en aluminium. Les cadres des coils L1 et L7 sont en céramique, le reste des coils est en polystyrène. Un schéma de la bobine L1 est illustré à la fig. 4. Enroulement sectionné. Les tranches sont séparées par des joues en getinax de 1 mm d'épaisseur. Ils sont fermement posés sur le cadre et collés dessus avec de la colle Moment. La longueur du cadre de bobine L7 est de 46 mm.
Le récepteur utilise des résistances MLT, SPZ-9a, SPZ-386. Condensateurs - KT-1, KD-1, KM, KLS, K50-6, K53-1. Pour régler le récepteur en fréquence, le soi-disant KPI différentiel ("papillon") YaD4.652.007 de la station de radio R-821 (822) a été utilisé. Pour augmenter la capacité maximale, leurs stators sont connectés les uns aux autres et les rotors sont connectés à un fil commun. En termes de dépendance de la capacité à l'angle de rotation du rotor, ces condensateurs sont capacitifs directs, par conséquent, sans aucune astuce particulière, il a été possible d'obtenir un étirement suffisamment important de l'échelle dans les sections télégraphiques. Relais K1 et K2 - version RES60 RS4.569.437 (courant de fonctionnement - 12,4 mA et résistance d'enroulement - 675 ... E25 Ohm). Commutateur SA1 - ha-vol PGZ-11P4N. Le biscuit SA1.4 est situé entre le biscuit SA1.3 (situé plus près de la carte de circuit imprimé) et les biscuits SA1.1, SA1.2 (situés plus près de la face avant du récepteur) ; SA2 - micro-gobelet MT-1 ; SA3 - bouton-poussoir P2K avec fixation en position enfoncée ; SA4 - micro-gobelet MT-3. Tête de mesure RA1 - microampèremètre M476/3 avec un courant de déviation total de la flèche 100 μA (du magnétophone "Romantic-3"). Dans le filtre à quartz et l'oscillateur à quartz, des résonateurs à quartz de l'ensemble "Résonateurs à quartz pour radioamateurs" n ° 1 (passeport IG2.940.006 PS), fabriqués par l'usine de fabrication d'instruments d'Omsk nommée d'après. Kozitsky. Transformateur de réseau TK - TVK à partir d'un téléviseur à tube noir et blanc. Pour améliorer la fiabilité, il est souhaitable de le modifier, comme décrit dans [3] (démonter les plaques du circuit magnétique et les assembler avec un chevauchement, supprimant ainsi l'écart entre les plaques). Avant l'installation dans le récepteur, le transformateur doit être placé dans un écran en forme de boîte en acier doux d'une épaisseur de 0,5 ... 0,8 mm. La plupart des pièces du récepteur sont montées sur une carte de circuit imprimé en fibre de verre de 1,5 mm d'épaisseur. La bobine L1 est montée sur la face avant, la bobine L7 est sur le circuit imprimé, les axes de leurs projections se coupent à un angle de 90°. Le GPA est séparé de l'oscillateur de référence et du reste des étages récepteurs par un écran - une cloison de 46 mm de haut, pliée en tôle de laiton de 1 mm d'épaisseur. Le filtre à quartz est également séparé par un déflecteur en laiton similaire. Les écrans des bobines L8, L9, L10 forment une sorte d'écran pour le mélangeur VT1, VT2, le séparant du reste des cascades. L'établissement du récepteur commence par vérifier l'absence de court-circuit dans les circuits de puissance. Ensuite, en ajustant la résistance R68, la tension d'alimentation est réglée à la sortie du stabilisateur (à la cathode de la diode VD9 par rapport au boîtier) +12 V. Ensuite, les modes des transistors VT1-VT4 sont réglés pour le courant continu en sélectionnant des résistances dans les circuits de grille (R1, R7, R13) de sorte qu'une tension constante d'environ +0,9 V soit établie à leurs sources.Le mode du transistor VT10 est sélectionné par la résistance R43. L'opération spécifiée doit être effectuée avec l'antenne éteinte, le commutateur de gamme en position "14 MHz", les curseurs des résistances R31 et R59 dans les positions correspondant au gain maximum. La résistance R58 est sélectionnée en fonction du gain maximal avec un signal non déformé dans les étages IF, tandis que la tension constante sur le collecteur du transistor VT13 doit être comprise entre +3 ... 5 V. Dans tous les cas, elle ne doit pas dépasser +5 V. L'établissement de la borne ULF consiste à sélectionner la résistance R33 afin de régler le courant de repos des transistors de sortie VT7, VT8, égal à 9 mA, et à sélectionner R35 pour régler la tension d'alimentation de ces transistors, égale à la moitié de la tension d'alimentation. En sélectionnant la résistance R27, la tension d'alimentation à la broche 5 de la puce DA1 est réglée, égale à la moitié de la tension d'alimentation. En sélectionnant la résistance R29, vous pouvez obtenir une modification du gain de la cascade dans un sens ou dans l'autre (dans ce cas, sa réponse en fréquence change quelque peu). Le filtre à quartz est accordé en sélectionnant des condensateurs selon la méthode décrite dans [4]. Lorsque les contacts du relais K2 sont fermés, la bande passante doit se réduire à 1 kHz. Si la bande passante diffère de celle spécifiée, les condensateurs C16, C18 doivent être sélectionnés. Les fréquences GPA sont définies conformément au tableau. 1 en ajustant les condensateurs C56-C63. Après cela, la compensation thermique est effectuée en remplaçant les condensateurs C52, C66, C64, C67, C68 sur la gamme 18 MHz par des condensateurs égaux en valeur nominale, mais avec un TKE (coefficient de température de capacité) différent. De même, remplacer les condensateurs C49-C51, C53-C55, C105 sur les gammes restantes. En réglant les bobines L8-L10, un filtre elliptique est réglé, atteignant une fréquence de coupure de 12,65 MHz et l'absence de creux notables de réponse en fréquence. La fréquence de l'oscillateur local à quartz VT11 est réglée en ajustant la bobine L13 sur la pente inférieure de la caractéristique du filtre à quartz. En ajustant la bobine L11, ils atteignent le signal maximal à l'émetteur du transistor VT12. En appliquant un signal du GSS avec une fréquence correspondant à la plage sélectionnée, C3, L2, L4 sont ajustés au signal de sortie maximum. La sélection de la résistance R2 permet d'obtenir le taux de conversion le plus élevé sur les bandes HF. En ajustant la résistance R23, le mélangeur est équilibré pour la meilleure suppression du signal de l'oscillateur local à quartz. La sélection de la résistance R55 assure l'absence de distorsion du signal sinusoïdal de l'oscillateur local à amplitude maximale. En sélectionnant la résistance R64, un niveau acceptable de fonctionnement AGC est défini. La constante de temps AGC est ajustée en sélectionnant le condensateur C94. Pour un fonctionnement stable, il est souhaitable de shunter la jonction base-émetteur du transistor VT15 avec une résistance de 1 ... 3 kOhm. littérature
Auteur : Vladimir Rubtsov (UN7BV)
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