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ENCYCLOPÉDIE DE LA RADIOÉLECTRONIQUE ET DU GÉNIE ÉLECTRIQUE Mélangeur de haut niveau pour émetteurs-récepteurs à conversion directe. Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique
Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique / Radiocommunications civiles Les récepteurs et émetteurs-récepteurs à conversion directe ont gagné en popularité, mais leurs performances, atteintes à la fin des années 80, ne se sont guère améliorées depuis lors. Un progrès notable dans cette direction est obtenu, comme le montre l'auteur de l'article publié, lors de l'utilisation de transistors à effet de champ dans le mélangeur de l'émetteur-récepteur (récepteur), allumés en mode passif de résistance contrôlée. Les avantages des récepteurs hétérodynes (conversion directe) sont largement connus. C'est la simplicité, l'absence quasi totale de canaux de réception latéraux, la grande qualité du signal démodulé, etc. Mais ils ont aussi des inconvénients. Il s'agit d'une réception à deux signaux et d'une petite plage dynamique, ne dépassant pas 80 dB pour les récepteurs à mélangeurs à diodes. Il semble prometteur d'utiliser des mélangeurs basés sur des transistors à effet de champ allumés en mode à résistance contrôlée. Un tel mélangeur, réalisé sur un seul transistor à effet de champ et décrit dans [1], fournissait une sensibilité de récepteur hétérodyne de 1 μV et une dynamique de 65 dB. Ici, il convient de dire que la plage dynamique du mélangeur du récepteur hétérodyne est limitée par le haut non pas par une distorsion d'intermodulation de troisième ordre, comme dans les récepteurs à haute FI, mais par la détection directe des signaux parasites. La limite inférieure de la plage dynamique est supposée égale à la sensibilité (pour un rapport signal sur bruit donné, généralement 10 ou 12 dB), et la limite supérieure est déterminée en appliquant à l'entrée du récepteur AM un signal avec un facteur de modulation de 30% (m = 0,3), désaccordé en fréquence de 50 ou 100 kHz, avec une amplitude qui fournit la même sortie de 3 heures que le test de sensibilité. Dans la littérature américaine, la différence entre les limites de plage dynamique d'un récepteur à conversion directe est souvent appelée rapport de rejet AMRR - AM. La théorie des circuits radio dit que lors du passage d'un circuit mélangeur à cycle unique à un circuit équilibré, la plage dynamique s'étend de 30 ... 40 dB, ce qui nous permet d'espérer obtenir sa valeur pour un mélangeur équilibré sur des transistors à effet de champ de l'ordre de 100 dB. L'une des options pour un mélangeur à transistors à effet de champ équilibré est décrite dans [2], mais il contient un transformateur basse fréquence d'équilibrage, qui est laborieux à mettre en œuvre et est sujet aux perturbations du secteur avec une fréquence de 50 Hz. Les lecteurs se voient proposer une nouvelle version du mixeur. Il a été utilisé dans un récepteur hétérodyne pour une portée de 160 mètres, dont le circuit est représenté sur la figure. Bien sûr, rien n'empêche l'utilisation du mélangeur dans d'autres gammes, en modifiant les données des circuits et des transformateurs en conséquence. Le signal d'entrée du présélecteur (filtre passe-bande à deux ou trois circuits, non représenté sur la figure) est envoyé au transformateur RF T1, puis au mélangeur, réalisé sur les transistors à effet de champ VT1 - VT4.
L'oscillateur local du récepteur est monté sur un transistor VT5. L'oscillateur local n'étant pratiquement pas chargé par le mélangeur, il est réalisé à un étage selon le schéma capacitif à trois tonnes. Pour la même raison, il s'est avéré possible d'abandonner également l'étape tampon. La stabilité de la fréquence relativement basse de l'oscillateur local (1,8 MHz) s'est avérée tout à fait suffisante. Le signal 3H converti traverse le filtre passe-bas C1L3C2 et entre dans le convertisseur de fréquence à ultrasons, monté sur deux transistors bipolaires VT6 et VT7 de la manière habituelle avec une connexion directe entre les cascades. Des téléphones sensibles à haute résistance peuvent être connectés à sa sortie, ou mieux, une borne UMZCH, réalisée selon tout schéma connu. Le dispositif fonctionne comme suit: avec un demi-cycle positif de la tension de l'oscillateur local aux grilles des transistors VT2 et VT3, ils s'ouvrent. Dans ce cas, la sortie inférieure de l'enroulement secondaire du transformateur T1 est connectée à un fil commun via le canal ouvert du transistor VT2, et la sortie supérieure du même enroulement via le canal ouvert du transistor VT3 est connectée au entrée du filtre passe-bas. Les transistors VT1 et VT4 sont fermés en même temps, car la tension de l'oscillateur local est fournie à leurs grilles en opposition de phase et une alternance négative agit sur eux. Au demi-cycle suivant de la tension hétérodyne, les transistors VT1 et VT4 s'ouvrent et les transistors VT2 et VT3 se ferment. Dans ce cas, la polarité de la connexion de l'enroulement secondaire du transformateur T1 à l'entrée du filtre passe-bas est inversée. Si la fréquence et la phase de l'oscillateur local et du signal sont identiques, des impulsions de polarité positive apparaissent à la sortie du mélangeur. Lorsque la phase de l'oscillateur local est inversée en sortie du mélangeur, les impulsions seront de polarité négative. Lissés dans le filtre passe-bas, ils donnent un courant constant en sortie. Dans les deux cas, une détection de signal synchrone se produit. Si les fréquences ne correspondent pas, un signal de battement apparaît à la sortie. Ce mélangeur a les caractéristiques suivantes : - il n'a pas de transformateur basse fréquence d'équilibrage ; - l'enroulement du transformateur haute fréquence ne contient pas de point médian, ce qui élimine l'influence de l'asymétrie des enroulements du transformateur ; - les capacités parasites drain-grille des transistors VT1 et VT3, ainsi que VT2 et VT4 sont connectées aux bornes en opposition de phase de la bobine de couplage avec l'oscillateur local L2 et forment un pont équilibré qui ne permet pas à la tension de l'oscillateur local d'entrer le circuit d'entrée, ce qui réduit considérablement le rayonnement de l'oscillateur local à travers l'antenne. Le rayonnement de l'oscillateur local, en plus du mal évident - créant des interférences avec les récepteurs à proximité - est lourd de réception parasite du même signal, mais déjà modulé par le fond de courant alternatif et d'autres interférences quelque part sur les fils du réseau ou dans des parasites sources d'énergie [2]. En même temps, un grognement difficile à éliminer se fait entendre, qui disparaît lorsque l'antenne est éteinte. Quelques mots sur les impédances d'entrée et de sortie des mélangeurs. Comme on le sait, les résistances d'entrée et de sortie d'un mélangeur passif dépendent l'une de l'autre, mais leurs valeurs peuvent être choisies dans une large mesure de manière arbitraire. La manière classique de sélectionner la résistance de charge optimale du mélangeur consiste à déterminer la résistance moyenne géométrique des canaux de mélangeur ouverts et fermés, tandis que Rload = √Rouvrir Rfermer. Déterminer la résistance d'un canal ouvert Rotp ne pose pas de difficultés. C'est des dizaines d'ohms. Quant à la résistance du canal fermé Rclose, elle a un caractère actif-capacitif. Si on admet une capacité parasite d'un canal fermé de 1 pF, alors sa résistance décroît de 80 kOhm dans la gamme de 160 m à 5 kOhm dans la gamme de 10 m, sans parler des bandes VHF. En supposant Ropen = 50 Ohm, nous obtenons Rload - 2 kOhm dans la plage de 160 m et Rload = 500 Ohm dans la plage de 10 M. De plus, les résistances de charge élevées du mélangeur dans le récepteur hétérodyne nécessitent l'installation d'un filtre passe-bas avec une impédance caractéristique élevée. L'inductance d'un tel filtre passe-bas contient de nombreuses spires et est laborieuse à fabriquer. Par conséquent, selon l'auteur, il est logique de réduire la résistance de charge du mélangeur à une valeur de l'ordre de 10Ropen, c'est-à-dire à environ 500 Ohm. Dans ce cas, les pertes supplémentaires dans le mélangeur sont de 10%, la diminution du gain du mélangeur ne dépasse pas 1 dB par rapport au cas de l'adaptation parfaite, ce qui semble tout à fait acceptable. Revenons au circuit récepteur. Les transistors KP305Zh utilisés dans le mélangeur ont une résistance de canal d'environ 400 ohms à une tension de grille nulle et d'environ 25 ohms à l'état ouvert. De plus, ils ont une assez grande variation de résistance d'une instance à l'autre. Lorsque la tension hétérodyne passe par zéro, les transistors ouverts simultanément VT1 et VT2, ainsi que VT3 et VT4, shuntent l'enroulement secondaire du transformateur, réduisant le coefficient de transfert. Par conséquent, le coefficient de transfert maximal du mélangeur est atteint lorsqu'une tension de blocage de -1,5 V est appliquée aux grilles.Il est préférable d'utiliser des transistors KP305 A ou D, qui sont pratiquement fermés à une tension de grille nulle et ne nécessitent pas de grille constante biais. Dans le cas de l'utilisation de meilleurs éléments, il faut s'attendre à une amélioration des paramètres. En vente, il existe déjà des transistors clés avec une résistance de canal ouvert de 1 ... 5 ohms. Malheureusement, avec une diminution de la résistance (augmentation de la conductivité) du canal du transistor, la capacité parasite grille-source augmente également. Fait intéressant, le produit de la conductance du canal et de la capacité parasite est une valeur approximativement constante pour différents transistors de faible puissance de la même génération. Le niveau du signal de l'oscillateur local fuyant à travers la capacité parasite grille-source est approximativement proportionnel à ce produit. Cependant, toutes ces considérations deviennent insignifiantes lorsque le mélangeur passe en mode clé. Ceci est réalisé en augmentant simplement la tension de l'oscillateur local, car avec une tension de grille instantanée supérieure à +5 V, les transistors s'ouvrent complètement. Dans le récepteur décrit, après avoir augmenté la tension d'alimentation de 9 à 15 V, l'amplitude de la tension de l'oscillateur local aux grilles des transistors est également passée de 8 à 14 V. Les transistors ont pratiquement commencé à fonctionner en mode clé, ce qui favorablement affecté la linéarité du mélangeur, à savoir: la sensibilité du récepteur a augmenté de 4 dB et la limite supérieure de la plage dynamique - de 6 dB. Il est intéressant de noter que le circuit mélangeur répète exactement le circuit d'un redresseur à pont de diodes, seuls les canaux des transistors à effet de champ sont inclus à la place des diodes. De plus, dans le redresseur, les diodes sont ouvertes par la tension alternative d'entrée de l'enroulement du transformateur, et dans le mélangeur, par la tension de l'oscillateur local. De tels dispositifs peuvent également être utilisés avec succès pour le redressement synchrone de la tension secondaire dans les convertisseurs d'alimentation haute fréquence, car les pertes dans les transistors à effet de champ haute puissance sont inférieures à celles des diodes. Le transformateur d'entrée du mélangeur T1 est enroulé sur un circuit magnétique annulaire K10x6x4 en ferrite avec une perméabilité magnétique de 400. L'enroulement primaire contient 30 et le secondaire - 100 tours de fil PELSHO 0,1. La bobine de l'oscillateur local est bobinée en masse sur un cadre plastique classique avec des joues de 8 mm de diamètre et de 10 mm de long. Pour ajuster l'inductance, un noyau fileté cylindrique (SCR) en fer carbonyle est utilisé. Le bobinage s'effectue avec trois fils PEL ou PELSHO 0,2 ... 0,3 repliés ensemble. Le nombre de tours est de 30, il est spécifié en fonction de la taille du cadre, lors du réglage de la plage de fréquences de l'oscillateur local. Parmi les trois enroulements résultants, l'un est utilisé dans le circuit oscillateur local (L1), et les deux autres, connectés en série, forment une bobine de couplage (L2). Le milieu de la bobine est obtenu en connectant le début d'un fil à la fin d'un autre. La bobine de filtre passe-bas L3 est enroulée sur un noyau magnétique annulaire K16x10x8 en ferrite 2000NM. Il contient 200 tours de n'importe quel fil mince isolé, PELSHO 0,1 est recommandé. L'établissement d'un convertisseur de fréquence à ultrasons revient à sélectionner une résistance R1 jusqu'à ce que la tension sur le collecteur VT7 soit égale à la moitié de la tension d'alimentation. Lors de l'établissement d'un oscillateur local, il est recommandé de sélectionner la capacité du condensateur C8 aussi élevée que possible, à laquelle une génération stable existe toujours. Les tests du récepteur ont montré les résultats suivants. En fonctionnement à la réception, le mélangeur offrait une plage dynamique limitée par détection directe, égale à 100 dB à une sensibilité de 0,3 μV. En d'autres termes, un signal AM interférant avec un désaccord de 50 kHz, m = 0,3 et un niveau de 30 mV produit la même tension de 3 heures en sortie qu'un signal CW utile avec un niveau de 0,3 μV. Le niveau de bruit intrinsèque du récepteur amené à l'entrée était de 0,1 μV. Au cours des expériences, la désactivation de l'oscillateur local n'a pas réduit de manière significative le bruit global du récepteur, ce qui indique les réserves de sensibilité du mélangeur. Il convient de noter que lors des expériences, le bruit intrinsèque du transistor GSS a également été entendu, indiquant la faible qualité de son signal de sortie. Le mélangeur décrit, comme tous les mélangeurs passifs, peut transmettre un signal dans n'importe quelle direction, c'est-à-dire qu'il est réversible. Lors de la transmission, lorsqu'un signal 3H avec une tension de 2 V était appliqué à l'entrée basse fréquence du mélangeur (au point de connexion du filtre passe-bas), l'amplitude de la tension de sortie du signal DSB était de 1 V sous une charge de 50 Ohms. Le résidu de porteur non supprimé s'est avéré être de 5 mV. Cela signifie que la suppression de la porteuse sans mesures d'équilibrage spéciales peut atteindre 46 dB. Bien entendu, pour ne pas aggraver une suppression de porteuse aussi élevée, un bon blindage des circuits d'entrée et de l'oscillateur local est nécessaire. littérature
Auteur : M.Syrkin, UA3ATB
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