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ENCYCLOPÉDIE DE LA RADIOÉLECTRONIQUE ET DU GÉNIE ÉLECTRIQUE 1296 MHz c'est très simple !. Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique
Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique / Radiocommunications civiles L'article fournit une description d'un équipement simple qui aidera les radioamateurs dans le développement initial de la bande 1296 MHz. Un ensemble d'équipements similaires a participé au concours "Field Day - 2002" et, malgré sa simplicité, a permis d'effectuer des communications sur des distances de 150 ... 200 km. Le but de cette publication est de montrer aux autres radioamateurs que l'opinion dominante sur la difficulté de concevoir des équipements pour la gamme 1260 ... 1300 MHz n'est pas tout à fait juste. L'article est destiné à ceux qui, comme l'auteur, n'ont pas encore oublié comment utiliser un fer à souder et préfèrent travailler sur leur propre équipement. Je tiens à souligner que l'équipement fait maison peut être d'une très grande classe, en principe, et même meilleur que d'autres équipements fabriqués industriellement. Mais dans ce cas, sa conception nécessitera un temps et des efforts considérables. Pour accélérer le développement de la bande 1296 MHz, il s'agissait de développer des équipements d'une simplicité maximale, qui, avec de bonnes antennes, permettraient un fonctionnement à des distances de plusieurs dizaines de kilomètres ou plus. Après avoir fabriqué le convertisseur le plus simple décrit ici, il est possible de recevoir des signaux de stations amateurs fonctionnant sur la bande 23 cm.Si le radioamateur dispose également d'un émetteur de bande 432 MHz, alors en y ajoutant un simple tripleur varactor, vous pouvez commencer à travailler sur transmission. Convertisseur 1296/144 MHz Le convertisseur est conçu pour fonctionner avec un récepteur de portée de deux mètres. Si ce récepteur ne couvre que la section amateur 144 ... 146 MHz, le chevauchement sur la plage de 23 cm ne sera que de 2 MHz. Avec plus de chevauchement sur la plage de deux mètres, il y aura plus de chevauchement sur la plage de 23 cm.Habituellement, une bande de fréquence reçue de 2 MHz est suffisante, mais en même temps, afin de sélectionner la section reçue souhaitée du 1260 ... 1300 MHz, une sélection précise de la fréquence de l'oscillateur local sera nécessaire au convertisseur. Par exemple, pour que la fréquence de 1296 MHz corresponde à la fréquence d'accord du récepteur de base de 145 MHz, il est nécessaire d'avoir un cristal de 63,944 MHz. Avec une plus grande bande de recouvrement du récepteur de base, les exigences relatives à la fréquence du résonateur à quartz sont moins strictes. Le schéma de principe du convertisseur est illustré à la fig. une.
Le signal d'entrée est filtré par un résonateur demi-onde raccourci formé par une ligne ruban L1 et un condensateur d'accord C1. Une telle réalisation du circuit d'entrée permet l'utilisation d'un condensateur de type KPK-MP, qui présente une très grande inductance intrinsèque pour ces fréquences. Un amplificateur RF n'est pas fourni dans le convertisseur et le mélangeur sur la diode VD1 est le premier étage. L'absence d'UHF s'explique par le fait que, premièrement, la sensibilité du récepteur de base est généralement très élevée, et même dans une version aussi simple, la sensibilité de l'ensemble du système à 1296 MHz sera de l'ordre de 1 μV. Deuxièmement, aux fréquences de l'ordre de 1 GHz, afin d'obtenir une sensibilité élevée, il convient d'installer l'UHF directement à proximité de l'antenne, sous la forme d'un boîtier séparé. Un tel bloc peut être fait à l'avenir. Une caractéristique de ce convertisseur est également que le mélangeur fonctionne à la troisième harmonique de l'oscillateur local et qu'il utilise une diode largement utilisée avec une barrière Schottky de type KD922A, qui, ayant une fréquence passeport limite de 1000 MHz, fonctionne bien à 1300 MHz. Le fonctionnement du mélangeur au troisième harmonique fait que le dernier triplement de la fréquence du générateur servant d'oscillateur local est effectué dans la diode mélangeuse VD1 elle-même sans mise en évidence de la fréquence correspondante par aucun circuit. L'utilisation d'une diode à barrière Schottky est indispensable. Les calculs effectués par l'auteur montrent que l'utilisation d'une diode à jonction p-n conventionnelle et le maintien d'un rendement de conversion élevé à la troisième harmonique nécessitent une tension d'oscillateur local d'environ 5 V directement aux bornes de la diode, ce qui entraîne une complication injustifiée de l'oscillateur local. Du fait que le mélangeur fonctionne à l'harmonique la plus élevée de l'oscillateur local, une polarisation automatique à verrouillage constant est également appliquée à la diode, qui est formée sur la résistance R1. Selon les calculs, à une tension d'oscillateur local d'environ 1 V et à un courant traversant la diode KD922A égal à 0,25 mA, le rendement de conversion à la troisième harmonique de l'oscillateur local n'est que de 2 dB inférieur au rendement de conversion à la première harmonique de l'oscillateur local. Le courant de fonctionnement de la diode est fourni par la sélection de la résistance R1. Dans cette conception, avec la résistance de polarisation automatique court-circuitée, le courant traversant la diode doit être d'au moins 0,4 mA, sinon l'efficacité de conversion commencera à diminuer. Une valeur de courant plus élevée n'augmente que légèrement le rendement de conversion. Dans tous les cas, il est nécessaire d'atteindre la tension maximale de l'oscillateur local et, en sélectionnant une résistance de polarisation automatique, de régler le courant à travers la diode, ce qui offre une sensibilité maximale. Elle est généralement d'environ 0,25 mA. L'oscillateur local du convertisseur est à trois étages et se compose d'un oscillateur maître stabilisé par du quartz ZQ1 sur un transistor VT3 et de deux multiplicateurs de fréquence sur les transistors VT2 et VT1. Le résonateur à quartz ZQ1 est excité à la cinquième harmonique mécanique, ce qui donne une fréquence de 63,5 MHz. Dans les multiplicateurs, des filtres passe-bande à deux boucles sont utilisés pour améliorer le filtrage. Dans le filtre L6C10C11C12L7, la deuxième harmonique de la fréquence de l'oscillateur maître - 127 MHz est sélectionnée, et la troisième harmonique de la fréquence de 2 MHz - 2 MHz est allouée dans le filtre L4C5C3CsvL127C381. Le condensateur Csv est réalisé de manière constructive, car sa très petite capacité est nécessaire. La tension de l'oscillateur local avec une fréquence de 381 MHz est fournie à la diode de mélange VD1, et la dernière boucle de l'oscillateur local L2C2C4 par rapport au signal de fréquence intermédiaire fonctionne comme un filtre passe-bas. Le circuit L3C6L4 filtre le signal IF et adapte le mélangeur à l'entrée du récepteur de base. Dans l'oscillateur maître, l'auteur a utilisé un résonateur harmonique et à quartz spécial à 63,5 MHz, mais un résonateur conventionnel à 12,7 MHz peut également être utilisé. Dans ce cas, cependant, il convient de garder à l'esprit que tous les exemples de tels résonateurs ne fonctionnent pas de manière stable à la cinquième harmonique mécanique. Vous pouvez également utiliser un résonateur avec une fréquence fondamentale de 14,1 MHz, en l'excitant à la troisième harmonique mécanique - 42,3 MHz. Pour ce faire, il est nécessaire d'augmenter la capacité du condensateur C15. Dans ce mode de réalisation, la troisième harmonique de l'oscillateur maître - 126,9 MHz - doit être allouée au premier multiplicateur. Le convertisseur est assemblé sur un panneau en fibre de verre de 1,5 mm d'épaisseur. Ses dimensions et la disposition des éléments sur celui-ci sont illustrées à la Fig. 2. La feuille de carte utilisée comme fil commun doit couvrir la majeure partie de la carte.
Le montage est effectué par une méthode articulée sur les bornes des éléments, en utilisant également plusieurs plates-formes de montage découpées avec un couteau tranchant. Vous pouvez également appliquer la technologie bien connue pour la fabrication de plates-formes de montage, autrefois proposée par S. Zhutyaev (RW3BP). Les bornes du stator des condensateurs accordés sont utilisées comme points de fixation pour les pièces (les bornes rotatives sont soudées à la feuille de carte, ce qui assure une fixation rigide des condensateurs). Il ne faut pas oublier que sur le micro-ondes, la longueur des fils de connexion et des câbles des pièces installées doit être minimale. A ces fréquences, même 5 mm est déjà un conducteur très long. Cela est particulièrement vrai pour les conclusions de la diode de mélange VD1, dont la longueur doit être minimale. Lors du soudage de la diode, il est nécessaire d'utiliser un dissipateur thermique et il est souhaitable d'utiliser une soudure à basse température. Le convertisseur utilise des condensateurs accordés KPK-MP, des constantes - KD, KT ou KM. Il est souhaitable d'utiliser un condensateur sans plomb C4, tel que K10-42. Condensateur Csv - deux morceaux de fil PEV-2 d'un diamètre de 1 mm et d'une longueur de 15 mm, situés à une distance de 1 mm l'un de l'autre. Il est conseillé de mettre un tube fluoroplastique sur l'un d'eux pour éviter les courts-circuits. Il est pratique d'utiliser des condensateurs de référence comme condensateurs de blocage C5, C8, C13, C19, ce qui réduira le nombre requis de sites de montage découpés, car les conclusions de ces condensateurs peuvent être utilisées comme eux. Toutes les résistances - MLT-0,25. Les transistors peuvent être remplacés par KT316, KT325 avec n'importe quelle lettre. La ligne du résonateur d'entrée L1 est constituée d'une bande de feuille de cuivre de 6 mm de large et de 62 mm de long. Un support en forme de U de 50 mm de long et 3 mm de haut avec des pentes de 3 mm est plié (voir la partie supérieure de la Fig. 3), qui est ensuite soudé à la carte. L'épaisseur de la feuille de cuivre n'est pas indispensable, tant qu'elle apporte une résistance mécanique suffisante à la structure (0,2 mm suffit). Au centre de la ligne, la borne du stator du condensateur d'accord C1 est soudée. Les bornes du rotor du condensateur sont soudées au "fil commun" (partie inférieure de la Fig. 3).
Les inducteurs L2-L8 sont sans cadre, enroulés avec un fil de cuivre nu d'un diamètre de 0,8 mm. Les bobines L2, L5 ont 2 tours enroulés sur un mandrin de diamètre 4 mm, la longueur de l'enroulement est de 7 mm. Bobines L3, L4 - 7 tours chacune, enroulées sur un mandrin d'un diamètre de 6 mm, longueur d'enroulement - 14 mm. Rétraction en L4 à partir du troisième en partant de la gauche selon le schéma des bobines. Bobines L6, L7 - 4,5 tours chacune, enroulées sur un mandrin d'un diamètre de 6 mm, longueur d'enroulement - 10 mm. Rétraction en L7 à partir du 1er tour, en comptant à partir du bout "chaud". La bobine L8 a 6 tours enroulés sur un mandrin d'un diamètre de 6 mm, longueur d'enroulement - 18 mm. Branchez-vous en L8 par le haut selon le schéma du 2e virage. L'entrée du convertisseur est connectée au connecteur RF avec un petit morceau de câble coaxial adapté pour des raisons structurelles. La tresse du câble doit être soudée au fil commun de la carte (sans le démêler) à proximité immédiate du point d'entrée. Il est préférable d'utiliser un câble avec une isolation en plastique fluoré, qui ne fond pas lors de la soudure. Il est pratique d'utiliser le connecteur d'entrée de type "câble", par exemple, СР-50-1, CP-50-163. Si vous utilisez un connecteur de type "appareil", alors il est nécessaire de relier la gaine du câble au corps du connecteur, directement à proximité de l'isolant du connecteur, avec plusieurs bandes de clinquant de longueur la plus courte possible. Le reste de la conception du convertisseur n'a pas de fonctionnalités. La configuration du convertisseur revient à régler les circuits sur les fréquences spécifiées et à régler le courant de fonctionnement à travers la diode mélangeuse. Pour ce faire, au stade de la configuration, en série avec la résistance R1, il est nécessaire d'allumer un milliampèremètre avec un courant de déviation complet de 1 mA. Le fait que les harmoniques souhaitées soient sélectionnées dans les boucles des multiplicateurs de l'oscillateur local et que l'oscillateur maître fonctionne à la fréquence souhaitée est souhaitable à contrôler à l'aide d'un récepteur adapté. Il faut se rappeler que lors du changement de mode de la diode de mélange, le résonateur d'entrée et le dernier circuit oscillateur local sont quelque peu désaccordés en raison d'un changement de capacité de la diode. Par conséquent, lors du changement de la résistance de polarisation automatique de la diode, il est nécessaire d'ajuster les circuits. En tant que signal d'entrée lors de la première étape de réglage, l'auteur a utilisé les signaux des stations de base du système GSM-900, qui fonctionnent à une fréquence de 960 MHz, en réglant le résonateur d'entrée sur le canal miroir. Avec un condensateur d'accord C1, le résonateur d'entrée est accordé dans la plage d'environ 800 ... 1500 MHz. Lors de l'utilisation de quartz à 63,5 MHz, les signaux GSM-900 (bourdonnement caractéristique de la transmission numérique) sont entendus lorsque le récepteur est réglé sur une fréquence de (environ !) (3 x 381) - 960 = 183 MHz. Aussi, ces signaux sont écoutés à une fréquence de 960 - (2 x 381) = 198 MHz (conversion à la deuxième harmonique de l'oscillateur local). Vous devez choisir la conversion à la troisième harmonique de travail de l'oscillateur local (les maxima de l'efficacité de conversion à différentes harmoniques de l'oscillateur local correspondent à des réglages légèrement différents). Après cela, il ne reste plus qu'à reconstruire le résonateur d'entrée à la fréquence de fonctionnement (ici, vous aurez besoin d'un signal avec une fréquence de bande amateur), régler le circuit de sortie du convertisseur à une fréquence intermédiaire avec le condensateur C6 et affiner légèrement le réglage de le circuit L2C2C4. Multiplicateur 432/1296 MHz Un multiplicateur de fréquence simple 432/1296 MHz, dont le circuit est illustré à la fig. 4, en combinaison avec un émetteur fonctionnant dans la plage de 430 ... 433 MHz, vous permet de recevoir un signal dans la plage de 1290 ... 1299 MHz.
La jonction base-collecteur du transistor KT610A est utilisée comme varactor dans la conception. Le transistor KT913A a également été testé, ce qui a permis d'obtenir plus de puissance. Le choix d'un transistor comme varactor est dû à sa conception pratique, qui permet d'utiliser un circuit multiplicateur série. Les conducteurs d'émetteur du transistor ne sont pas utilisés et doivent être coupés à proximité immédiate du corps du transistor. Comme le montrent les expériences et les calculs théoriques, afin d'obtenir une efficacité suffisante de génération de troisième harmonique, il est nécessaire d'introduire ce que l'on appelle le "circuit de repos" dans le circuit, accordé sur la deuxième harmonique du signal d'entrée. Ce "circuit de repos" est indiqué sur le schéma par L2C4 et est inclus à l'entrée du varactor. En sortie du multiplicateur, on utilise deux résonateurs couplés L3C5L4L5C6, ce qui permet d'obtenir un faible niveau de rayonnement parasite. La conception des résonateurs (à la fois de sortie et de repos) est identique à ceux utilisés dans le convertisseur. Rappelons qu'un tel résonateur peut être réglé dans la plage de 800 ... 1500 MHz avec un condensateur de réglage et donc le "circuit inactif" est de conception identique à la sortie, bien qu'il soit réglé sur une harmonique différente du signal d'entrée. Dans le cas où il n'est pas possible de régler le "circuit inactif" sur 864 MHz, vous pouvez légèrement augmenter la capacité du condensateur C3. Le résonateur d'entrée L1C1, accordé à 432 MHz, est un "demi" résonateur à 1296 MHz et, en outre, il utilise un condensateur accordé plus grand. Le multiplicateur est monté sur une plaque de feuille de fibre de verre (une feuille de cuivre peut également être utilisée). La disposition des pièces est illustrée à la fig. 5. Les dimensions structurelles requises des résonateurs et les points de connexion des éléments à ceux-ci sont indiqués à la fig. 4. Caractéristiques de connexion des câbles coaxiaux d'entrée et de sortie et commentaires sur les connecteurs, comme dans la première partie de l'article.
Pour régler le multiplicateur, il est souhaitable de disposer d'un microvoltmètre sélectif adapté ou au moins d'un scanner. Tout d'abord, le résonateur d'entrée L1C1 est accordé sur une fréquence de 432 MHz, puis le "circuit inactif" L2C4 est accordé sur la deuxième harmonique - 864 MHz. Pour ce faire, il est nécessaire d'appliquer un signal avec une fréquence de 432 MHz avec une puissance de 1 ... 2 W à l'entrée du multiplicateur et, en prenant le deuxième signal harmonique au scanner, ajustez les condensateurs C1 et C4 en fonction du niveau maximum du signal reçu. L'antenne du scanner devra très probablement être désactivée. À l'avenir, lors du réglage des résonateurs de sortie L3C5 et L5C6, il est nécessaire d'ajuster C1 et C4 plusieurs fois, car les paramètres s'influencent mutuellement Le réglage des résonateurs de sortie avec les condensateurs C5 et C6 doit être effectué en fonction des lectures maximales de l'indicateur de sortie PA1, un microampèremètre avec un courant de déviation total de 200 μA. Il ne faut pas oublier que la plage d'accord des résonateurs avec des condensateurs d'accord est assez grande et qu'il est possible d'accorder par erreur les résonateurs de sortie à la deuxième harmonique au lieu de la troisième. Habituellement, l'accord sur la deuxième harmonique est obtenu avec la capacité du condensateur d'accord proche du maximum et sur la troisième - approximativement dans la position médiane du rotor du condensateur. De plus, l'accord des résonateurs dépend quelque peu du niveau du signal d'entrée. Par conséquent, lors du changement de la puissance de l'émetteur à 432 MHz, il est nécessaire d'affiner le réglage. Avec le bon réglage du multiplicateur, son efficacité devrait être de 50 ... 70%. Par conséquent, en lui apportant un signal d'une puissance d'environ 5 W, par exemple à une fréquence de 432 MHz, vous pouvez obtenir une puissance de 2,5 ... 3,5 W à une fréquence de 1296 MHz. Auteur : A. Yurkov (RA9MB), Omsk
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