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ENCYCLOPÉDIE DE LA RADIOÉLECTRONIQUE ET DU GÉNIE ÉLECTRIQUE Récepteur radioamateur pour 160 mètres. Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique
Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique / réception radio Il y a plus de dix ans, le magazine Radio publiait une description d'un récepteur observateur à ondes courtes [1-4], réalisé selon un schéma superhétérodyne sur des pièces largement disponibles. De nombreux radioamateurs ont commencé leur voyage sur les ondes avec sa construction. Aujourd'hui, alors que les athlètes radio ont reçu une nouvelle gamme - 160 m et que de nombreux composants radio avancés sont devenus plus accessibles, l'auteur propose aux lecteurs un nouveau développement d'un récepteur conçu pour fonctionner dans cette gamme particulière. Le schéma fonctionnel du récepteur n'a pas changé - c'est aussi un superhétérodyne avec une conversion de fréquence et un détecteur de type à mélange. Mais grâce à l'utilisation de transistors à effet de champ et d'un filtre électromécanique (EMF) dans le chemin de réception, il n'est pratiquement pas inférieur aux récepteurs plus complexes des stations de radio amateur modernes. La sensibilité est de quelques microvolts, ce qui est suffisant sur la bande 160 m pour recevoir des radios très éloignées, et la sélectivité est déterminée par la FEM et atteint 60... 70 dB à un désaccord de 3 kHz au dessus ou en dessous de la bande passante. La sélectivité réelle (la capacité du récepteur à résister aux interférences de stations de radio puissantes, dont la fréquence peut ne pas coïncider avec la fréquence d'accord du récepteur) est considérablement augmentée grâce à l'utilisation d'un transistor à effet de champ à double grille avec linéaire caractéristiques dans le mélangeur. Analysons le dispositif et le fonctionnement du récepteur selon son schéma de principe, illustré à la Fig. 1. Le récepteur se compose d'un mélangeur sur un transistor VT1, du premier oscillateur local sur un transistor VT2, d'un amplificateur à fréquence intermédiaire (IFA) sur un transistor VT3 et d'une puce DA1, d'un détecteur de type mélangeur sur un transistor VT4, d'un deuxième local oscillateur sur un transistor VT5, un amplificateur de fréquence audio (UHF) sur un microcircuit DA2 et des transistors VT6, VT7. Le signal d'entrée de la bande amateur 160 m (bande de fréquence 1830 ... 1930 kHz) provient de l'antenne (elle est connectée à la prise XS1 ou XS2) au filtre passe-bande à deux boucles d'entrée formé par des inductances LI, L2 et des condensateurs C3, C2, C4. Pour connecter une antenne à haute résistance sous la forme d'un morceau de fil d'une longueur bien inférieure au quart de la longueur d'onde, la prise XS1 est utilisée, connectée au premier circuit (L1C3) du filtre d'entrée via le condensateur C1. Une antenne à faible résistance (un "faisceau" quart d'onde d'environ 40 m de long, un dipôle ou "delta" avec un câble d'alimentation coaxial) est connectée via la prise XS2 à la sortie de la bobine de boucle L1. Le contrepoids, masse ou tresse du chargeur d'antenne est relié à la prise XS3 reliée au fil commun du récepteur. La méthode de connexion de chaque antenne est sélectionnée expérimentalement en fonction du volume maximal et de la qualité de réception. Lors du changement d'antennes, un ajustement du contour L1C3 peut être nécessaire.
Le filtre d'entrée à deux boucles offre une bonne sélectivité pour le canal d'image de réception et élimine également pratiquement la diaphonie des stations de diffusion à ondes moyennes à haute puissance. Le signal sélectionné par le filtre est appliqué à la première grille du transistor à effet de champ VT1. La tension de l'oscillateur local est fournie à sa deuxième grille à travers le condensateur C5. Le diviseur R1R2 définit la tension de polarisation requise sur cette grille. Le signal de fréquence intermédiaire (500 kHz), qui est la différence entre les fréquences de l'oscillateur local et le signal, est isolé dans le circuit de drain du mélangeur par un circuit formé par l'inductance de l'enroulement EMF Z1 et le condensateur C9. Le premier oscillateur local du récepteur est réalisé selon le circuit inductif à trois points sur le transistor VT2. Le circuit oscillateur local est composé d'une inductance L3 et d'un condensateur C7. La fréquence de l'oscillateur local peut être réglée dans la plage de 2330 ... 2430 kHz avec un condensateur variable C6. Les résistances R4 et R5 déterminent le mode de fonctionnement CC du transistor. Les chaînes de découplage R3C10 et R5C13 protègent le circuit d'alimentation commun contre l'entrée de signaux d'oscillateur local et de fréquence intermédiaire. La sélection principale des signaux dans le récepteur est effectuée par l'EMF Z1 avec une bande passante de 3 kHz. De son enroulement de sortie, accordé par le condensateur JV à la résonance à une fréquence intermédiaire, le signal est envoyé à l'amplificateur IF. Il est réalisé sur un transistor à effet de champ VT3 et un microcircuit (amplificateur cascode) DA1. Le gain global s'avère assez important et pour sélectionner sa valeur optimale, un régulateur est inclus dans le circuit source du transistor VT3 - une résistance d'accord R8. Avec une augmentation de sa résistance, le courant traversant le transistor diminue, et avec lui la pente de la caractéristique transitoire. Dans le même temps, la rétroaction négative augmente et le gain diminue. La haute impédance d'entrée du premier étage du transistor IF sur un transistor à effet de champ a permis d'obtenir la plus faible atténuation possible du signal dans la FEM de la sélection principale. Pour éviter de surcharger la FI avec des signaux puissants, un simple circuit de contrôle automatique de gain (AGC) est utilisé. La tension IF du circuit de sortie L4C17 est transmise à travers le condensateur de couplage C16 au détecteur à diode parallèle (diode VD1). La tension détectée de polarité négative est envoyée à travers le circuit de lissage R7C12 à la grille du transistor VT3 et la ferme, réduisant ainsi le gain. Le temps de réponse du système AGC est déterminé par la constante de temps R7C12, et le temps de relâchement est déterminé par la constante de temps R6C12 et est respectivement de 10 et 50 ms. Le signal IF amplifié du circuit L4C17 est envoyé à travers la bobine de couplage L5 à un détecteur réalisé sur un transistor à effet de champ VT4. Le signal du deuxième oscillateur local avec une fréquence d'environ 500 kHz est envoyé à la grille de ce transistor via le circuit C18R12, ce qui crée la tension de polarisation négative nécessaire en raison de la détection de la tension de l'oscillateur local p-n par la jonction de grille du transistor. Des demi-ondes positives de la tension de l'oscillateur local ouvrent le transistor et la résistance de son canal (écart source-drain) devient faible. Les demi-ondes négatives ferment le transistor et la résistance du canal augmente fortement. Ainsi, le transistor fonctionne en mode de résistance active contrôlée. Dans le circuit de son canal, un courant de battement est formé avec des fréquences sonores égales à la différence entre les fréquences du signal et l'oscillateur local. Le spectre d'un signal à bande latérale unique est transféré de la FI à la région des fréquences audio. Le signal AF, lissé par le condensateur C21, va au contrôle de volume R11, et de son moteur à l'amplificateur AF. Le deuxième oscillateur local du récepteur est réalisé sur le transistor VT5 de la même manière que le premier. Souvent, dans de tels récepteurs, un résonateur à quartz de 500 kHz est utilisé dans le deuxième oscillateur local. Ceci est pratique, mais augmente le coût du récepteur. Dans le même temps, la stabilité en fréquence d'un oscillateur LC conventionnel à une fréquence donnée est tout à fait suffisante par rapport à un oscillateur à quartz. De plus, il devient possible d'utiliser une large gamme d'EMF et d'ajuster le deuxième oscillateur local à l'un d'eux. L'amplificateur AF est réalisé sur une puce DA2 (amplificateur de tension à deux étages) et des transistors VT6, VT7 (suiveur d'émetteur composite). La chaîne R13C23 à l'entrée UZCH est utilisée pour supprimer le signal IF. La diode VD2, à travers laquelle circule le courant de collecteur du deuxième transistor du microcircuit, établit une certaine polarisation initiale aux bases des transistors de sortie. Cela réduit la distorsion de type pas à pas. La faible impédance de sortie du suiveur d'émetteur composite vous permet de connecter au récepteur des écouteurs à haute et basse résistance, et même une tête dynamique avec une bobine mobile d'une résistance d'au moins 4 ohms. Lors de l'utilisation d'une tête dynamique, la capacité du condensateur de couplage C27 doit être augmentée à 50 ... 100 microfarads afin d'éviter une atténuation excessive des basses fréquences. Pour alimenter le récepteur, toute alimentation secteur fournissant une tension de 9 ... 12 V à un courant allant jusqu'à 40 ... 50 mA convient. Certes, le récepteur ne consomme un tel courant qu'au volume sonore maximal de la tête dynamique connectée à sa sortie. En mode repos ou lorsque vous travaillez sur un casque à haute impédance, le récepteur ne consomme pas plus de 10 mA. Par conséquent, avec une telle charge, le récepteur peut être alimenté à partir d'une batterie de cellules galvaniques ou de batteries d'une tension totale d'environ 9 V. Dans tous les cas, la tension d'alimentation est fournie aux prises XS6, XS7 dans la polarité indiquée sur le schéma . Passons maintenant aux détails du récepteur et à son éventuel remplacement. Le transistor VT1 peut appartenir à l'une des séries KP306, KP350. Certains de ces transistors peuvent nécessiter l'application d'une petite tension de polarisation positive à la première grille. Ensuite, un condensateur de séparation d'une capacité de 75 ... 200 pF et deux résistances d'une résistance de 100 kOhm ... 1 MΩ sont installés dans son circuit selon un circuit similaire au circuit de la deuxième porte. En sélectionnant des résistances, un courant de drain de 1 ... 2 mA est atteint. Pour les oscillateurs locaux, les transistors KT306, KT312, KT315, KT316 avec n'importe quel indice de lettre conviennent. Les transistors à effet de champ de la IF et du deuxième mélangeur peuvent appartenir à n'importe quelle série KP303, cependant, lors de l'utilisation de transistors à tension de coupure élevée (indices de lettre G, D et E) en série avec la résistance R8 dans le circuit source, il est utile d'inclure une résistance constante d'une résistance de 330 ... 470 Ohm en shuntant son condensateur d'une capacité de 0,01 ... 0,1 μF. Dans ces cascades, vous pouvez également utiliser des transistors à grille isolée de la série KP305. Le microcircuit KN8UN2B (ancienne désignation K1US182B) est remplaçable par K1US222B, et KI8UN1D (K1US181D) - par K1US221D ou d'autres microcircuits de ces séries. Tous les transistors basse fréquence basse puissance au germanium de la structure correspondante conviennent comme sorties. À la place de VD1 et VD2, des diodes au germanium de faible puissance peuvent être installées, par exemple les séries D2, D9, D18, D20, D311. Pour le récepteur décrit, tout EMF avec une fréquence moyenne de 460 ... 500 kHz et une bande passante de 2,1 ... 3,1 kHz convient. Il peut s'agir, par exemple, d'EMF-11D-500-3,0 ou d'EMF-9D-500-3,0 avec les indices de lettre B, H, C (par exemple, EMF-11D-500-3,0C, utilisé par l'auteur). L'indice de lettre indique quelle bande latérale par rapport à la porteuse ce filtre alloue - la fréquence supérieure (B) ou inférieure (H), ou la fréquence de 500 kHz tombe au milieu (C) de la bande passante du filtre. Dans notre récepteur, cela n'a pas d'importance, car lors du réglage de la fréquence du deuxième oscillateur local, il est réglé sur 300 Hz en dessous de la bande passante du filtre, et dans tous les cas, la bande latérale supérieure sera mise en surbrillance. Le lecteur peut se demander : pourquoi la FEM du récepteur doit-elle émettre la bande latérale supérieure, alors que les stations de radio amateur de la bande 160 m fonctionnent avec l'émission de la bande latérale inférieure ? Le fait est que lors de la conversion de la fréquence dans ce récepteur, le spectre du signal est inversé, car la fréquence de l'oscillateur local est réglée plus haut que la fréquence du signal, et la fréquence intermédiaire est formée comme leur différence. Pour les inductances, des cadres prêts à l'emploi avec des trimmers et des écrans des circuits IF de récepteurs radio à transistors de petite taille (en particulier du récepteur radio Alpinist) ont été utilisés. Un croquis d'un tel cadre est illustré à la fig. 2. Après avoir enroulé la bobine en sections, un circuit magnétique cylindrique 3 est placé sur le cadre 2 et un trimmer 1 est vissé dans le cadre, puis cette conception est enfermée dans un écran en aluminium de dimensions 12x12X20 mm.
Vous pouvez utiliser des cadres avec un noyau magnétique et un écran différents. Le nombre de spires des bobines dans ce cas est spécifié expérimentalement. Par exemple, lors de l'enroulement de bobines dans des noyaux d'armure SB-9, le nombre de tours doit être réduit de 10%. Les bobines sont enroulées avec un "fil de litz" de substitution - quatre conducteurs PEL 0,07 légèrement torsadés. Il est pratique d'utiliser le fil avec lequel les bobines utilisées des circuits IF ont été enroulées. Seule la bobine du premier oscillateur local (L3) peut être enroulée avec un fil unipolaire PEL 0,17 ... 0,25. Lors de l'enroulement, les spires des bobines sont uniformément réparties sur les sections du cadre. La bobine de communication L5 est enroulée sur la boucle L4. Les bobines des circuits d'entrée L1 et L2 contiennent 62 spires chacune, la prise en L1 se fait à partir de la 15ème spire, en partant du bas selon le circuit de sortie. La bobine L3 contient 43 tours avec une prise à partir du 9ème tour, en comptant également à partir du bas en fonction du circuit de sortie. Le circuit IF avec les bobines L4 et L5 est utilisé prêt à l'emploi, sans modification. Sa bobine L4 contient 86 spires de fil LE 4X0,07 et L5-15 spires de fil unipolaire PELSHO 0,07 ... 0,1. La bobine du deuxième oscillateur local L6 contient 86 tours de LE 4X0,07 avec une prise à partir du 15ème tour. Ici, vous pouvez utiliser la bobine finie du circuit IF avec une bobine de couplage en les allumant selon le schéma de la fig. 3 (bobine de boucle L6, L6a - bobine de communication). Lors de l'installation, il est nécessaire de respecter strictement la polarité de la soudure des fils, sinon l'oscillateur local ne sera pas excité.
S'il y a des difficultés à enrouler les bobines d'entrée, elles peuvent être remplacées par des circuits IF. Dans ce cas, la capacité des condensateurs du filtre d'entrée diminue: C1 - jusqu'à 10 pF, C2 - jusqu'à 1 ... 1.5 pF, C3 et C4 - jusqu'à 75 pF. Certes, le filtre dans ce cas ne s'avérera pas tout à fait optimal, car les circuits auront une impédance caractéristique élevée, mais le récepteur fonctionnera de manière tout à fait satisfaisante. La bobine de couplage du circuit primaire (Lla) est utilisée dans cette version pour connecter une antenne à faible résistance (Fig. 4), la bobine de couplage du circuit secondaire n'est pas utilisée. Résistances fixes - tout type avec une puissance de dissipation de 0,125 ou 0,25 watts. La commande de volume R11 est une résistance variable SP-1, de préférence avec une caractéristique fonctionnelle B, et la commande de gain (résistance d'accord R8) est SP5-16B ou une autre de petite taille. Le condensateur d'accord C6 est un condensateur d'accord à diélectrique à air (type KPV), contenant 5 plaques de stator et 6 plaques de rotor. Le nombre de plaques a été choisi expérimentalement pour obtenir une plage d'accord d'exactement 100 kHz. Avec une portée plus large, il est difficile de syntoniser une station SSB - après tout, il n'y a pas de vernier dans le récepteur. En l'absence d'un tel condensateur, un KPI de petite taille d'un récepteur de diffusion à transistor peut être utilisé en connectant un condensateur "d'étirement" d'une capacité de 40 ... 50 pF en série avec lui. Bien sûr, il serait utile d'équiper le condensateur d'accord du vernier le plus simple avec une décélération de 1:3 ... 1:10. Condensateurs fixes de faible capacité utilisés dans les circuits haute fréquence (C1 - C9, C11, C14, C16 - C20), céramique, type KD, KT, KM, KLG, KLS, K10-7 ou similaire. Les condensateurs compressés au mica KSO et les logiciels de film ou PM conviennent également. Le condensateur C2 peut être réalisé sous la forme d'un morceau de fil PEL 0,8 ... 1,0 (une doublure) avec 10 ... 15 tours de fil PELSHO 0,25 enroulé dessus (une autre doublure). La capacité du condensateur résultant est facile à sélectionner en déroulant ou en enroulant les spires du fil. Après sertissage, les spires sont fixées avec de la colle ou du vernis. Dans les circuits oscillants du récepteur, en particulier ceux hétérodynes, il est souhaitable d'installer des condensateurs à faible coefficient de température de capacité (TKE) - groupes PZZ, M47 ou M75. Les condensateurs restants, y compris l'oxyde (électrolytique), peuvent être de tout type. Il convient de noter que la capacité de nombreux condensateurs peut être modifiée sur une large plage sans dégrader la qualité du récepteur. Ainsi, les condensateurs C14 et C16 peuvent être de 500 ... 3300 pF, C21 et C23 -2700. 10000pF, C10, C12, C13, C15, C24 - 0.01...0.6 uF. La capacité des condensateurs à oxyde peut différer de 2 à 3 fois de celle indiquée sur le schéma. Le condensateur C26 de capacité relativement importante est utile lors de l'alimentation du récepteur à partir d'une batterie fortement déchargée avec une résistance interne élevée, ainsi que d'un redresseur avec un filtrage insuffisant de la tension redressée pulsée. Dans d'autres cas, sa capacité peut être réduite à 50 microfarads. En l'absence des pièces nécessaires dans le récepteur, il peut y avoir quelques changements. Vous pouvez refuser, par exemple, le système AGC, en excluant les détails C16, VD1, R6, R7, C12. La sortie de l'enroulement de sortie EMF, qui est inférieure selon le schéma, est connectée dans ce cas à un fil commun. Il est préférable de placer le contrôleur de gain IF dans un récepteur sans AGC sur le panneau avant, et pour que le long fil vers le contrôleur ne soit pas soumis à des interférences, un condensateur de blocage doit être installé sur la carte du récepteur, reliant la source du Transistor VT3 à un fil commun. Sa capacité peut être de 0,01 ... 0,5 microfarads. Si le récepteur ne fonctionne qu'avec des téléphones à haute résistance, vous pouvez exclure l'étage de sortie - transistors VT6, VT7 et diode VD2. Les conclusions 9 et 10 de la puce DA2 dans ce cas sont connectées ensemble et connectées au condensateur C27, dont la capacité peut être réduite à 0,5 microfarads. Toutes les parties du récepteur, à l'exception des prises, d'une résistance variable et d'un condensateur variable, sont montées sur une carte (Fig. 5) en fibre de verre à feuille unilatérale. Le schéma de connexion a été établi pour les microcircuits de la série K118, mais aucune modification n'est nécessaire lors de l'utilisation des microcircuits de la série K122 - leurs cordons flexibles sont passés dans les trous existants conformément au brochage des microcircuits. Pour améliorer la stabilité du récepteur et la résistance à l'auto-excitation, la surface de la feuille qui forme le fil commun est laissée au maximum.
Le câblage imprimé peut être réalisé à l'aide de n'importe quelle technologie - gravure, découpe de rainures avec un couteau ou un cutter. Dans cette dernière version, il est pratique d'utiliser un couteau spécialement affûté à partir d'un morceau de lame de scie à métaux (Fig. 6). Les rainures isolantes dans la feuille sont découpées en basculant fréquemment l'outil d'un côté à l'autre et en avançant relativement lentement. Avec une certaine habileté, la planche est "gravée" de cette manière assez rapidement.
Lors du montage de transistors à effet de champ, des mesures doivent être prises pour les protéger contre les pannes dues à l'électricité statique et aux tensions parasites. Les bornes des transistors sont pontées les unes avec les autres avec un mince conducteur flexible, qui est retiré une fois les bornes dessoudées sur la carte. Le corps du fer à souder est relié par un conducteur au fil commun de la carte. Il est conseillé d'utiliser un fer à souder basse tension alimenté par le secteur via un transformateur abaisseur. Directement lors du soudage des bornes du transistor VT1, il est conseillé de retirer la fiche d'alimentation du fer à souder de la prise de courant. La carte de circuit imprimé est montée sur le châssis du récepteur (Fig. 7), en duralumin souple de 2 mm d'épaisseur. Sur le panneau avant (il est fermé par une superposition décorative) un condensateur variable C6, un contrôle de volume R11 et des prises XS4, XS5 sont renforcés. Les prises restantes, le contrôle de gain R8 sont situés sur la paroi arrière du châssis. Le couvercle du châssis en forme de U est en duralumin semi-rigide plus fin.
L'emplacement de la carte et des pièces sur le châssis est illustré à la fig. 8, et l'apparence du récepteur fini - sur la fig. 9.
La conception du boîtier (châssis) peut être différente, il est seulement important de respecter les règles suivantes : placez le condensateur d'accord le plus près possible de la bobine du premier oscillateur local, les prises d'antenne - près des circuits d'entrée, et le contrôle de gain - près du transistor VT3. Le contrôle du volume et les prises téléphoniques peuvent être situés n'importe où, mais si la longueur des conducteurs de connexion est de plusieurs centimètres, un fil blindé doit être utilisé, dont la tresse doit être connectée au fil commun de la carte et au châssis . Avant de configurer le récepteur, il est nécessaire de vérifier attentivement l'installation et d'éliminer les erreurs. Ensuite, en allumant le récepteur, vérifiez les modes de fonctionnement des transistors et des microcircuits avec un avomètre. La tension aux émetteurs des transistors de sortie (VT6 et VT7) doit être d'environ 5,5 V (toutes les valeurs sont indiquées pour une tension d'alimentation de 9 V). Les performances de l'amplificateur AF sont vérifiées en touchant avec une pince à épiler la sortie de la résistance R13, ce qui est correct selon le schéma, - un fond de courant alternatif doit être entendu dans les écouteurs. La tension au drain du transistor VT3 doit passer de 2 ... 5 V à 8,5 V lorsque le moteur de la résistance d'ajustement R8 est déplacé. Le courant du transistor VT1 est déterminé en mesurant la tension aux bornes de la résistance R3 - il doit être de 0,3 ... 1 V, ce qui correspond à un courant de 0,8 ... 2,5 mA. Avec un courant insuffisant, vous devrez appliquer une polarisation à la première grille, comme décrit ci-dessus, et avec un courant excessif, augmenter la résistance de la résistance R1. Les performances des oscillateurs locaux sont vérifiées en connectant les sondes de l'avomètre aux bornes des condensateurs C13 ou C24. La tension sur eux doit être de 5 ... 7 V. La fermeture des fils des bobines L3 et L6 doit entraîner une diminution de la tension de 0,5 ... 1,5 V, ce qui indiquera la présence d'une génération. A défaut de génération, il faut rechercher une pièce défectueuse (généralement il s'agit d'une inductance ou d'un transistor). Il est pratique d'effectuer toutes les opérations ci-dessus avant d'installer la carte sur le châssis du récepteur. Le condensateur d'accord C6 et le contrôle du volume ne peuvent pas être connectés. Un réglage supplémentaire revient à régler les circuits du récepteur sur les fréquences souhaitées. Dans ce cas, il est souhaitable d'utiliser au moins le générateur de signal standard (GSS) le plus simple. Après avoir installé la carte sur le châssis et effectué les connexions manquantes, ils fournissent (via un condensateur d'une capacité de 20 ... 1000 pF) du GSS à la grille du transistor VT3 un signal non modulé d'une fréquence de 500 kHz. Le circuit IF L4C17 est ajusté à la tension AGC maximale, qui est mesurée avec un avomètre sur le condensateur C12. L'amplitude du signal de sortie GSS doit être maintenue de sorte que la tension AGC ne dépasse pas 0,5 ... 1 V. Dans le même temps, la commande de gain R8 est réglée sur une position dans laquelle la tension au drain du transistor VT3 est de 5 ... 6 V. Deuxièmement. l'oscillateur local est réglé jusqu'à l'obtention de battements - un fort sifflement dans les téléphones connectés à la sortie de l'amplificateur 34. Le circuit L4C17 peut également être réglé sur le volume de battement maximum. Après avoir appliqué le signal GSS via le même condensateur de couplage à la première grille du transistor VT1 (le circuit d'entrée n'a pas besoin d'être éteint), réglez le GSS sur la fréquence moyenne de la bande passante EMF et sélectionnez la capacité des condensateurs C9 et C11 selon la tension AGC maximale ou selon le volume maximal de la tonalité de battement à la sortie du récepteur. Dans le même temps, le potentiomètre de la bobine L6 doit régler la fréquence du deuxième oscillateur local près de la fréquence de coupure inférieure de la bande passante EMF. Si le filtre EMF-9D-500-3.0V est utilisé et que l'oscillateur est réglé à partir de 500 kHz et plus, une tonalité de battement faible doit apparaître à une fréquence de 500,3 kHz, puis la tonalité doit monter et disparaître à une fréquence de 503 kHz. Si un autre filtre de fréquence est utilisé, les paramètres GSS se décaleront en conséquence, mais l'image du phénomène restera la même. La dernière étape de réglage est l'accord des circuits du premier oscillateur local et du filtre d'entrée. Après avoir appliqué un signal avec une fréquence de 1880 kHz du GSS à la prise XS2, le récepteur est réglé sur cette fréquence en tournant le trimmer de la bobine L3. Le rotor du condensateur de réglage C6 doit être en position médiane. Les potentiomètres des bobines L1 et L2 définissent le volume de réception maximum. Enfin, la plage d'accord du récepteur est mesurée (elle doit couvrir toute la bande amateur de 160 m) et la diminution de sensibilité aux bords de la plage est vérifiée. S'il ne dépasse pas 1,4 fois, la bande passante du filtre d'entrée est suffisante. Sinon, pour l'étendre, la capacité du condensateur de couplage C2 est légèrement augmentée. Les circuits d'entrée du récepteur sont finalement ajustés et le gain IF optimal est défini lors de la réception de signaux provenant de stations amateurs. En l'absence de GSS, le trajet IF est accordé sur le bruit maximal à la sortie du récepteur, et la fréquence du deuxième oscillateur local est réglée en fonction de la tonalité de ce bruit. Lorsque le deuxième oscillateur local est accordé au centre de la bande passante EMF, le bruit a la tonalité la plus basse. A ce stade du réglage, vous devez vous assurer que la part principale du bruit provient du premier étage sur le transistor VT1. À cette fin, les conclusions de l'enroulement d'entrée EMF sont fermées (le condensateur C9 leur est soudé) - le volume de bruit devrait diminuer de manière significative. Les condensateurs C9 et SP sont sélectionnés en fonction du bruit maximum, en réglant le curseur de la résistance R8 sur la position de gain maximum. Le circuit de l'oscillateur local et les circuits d'entrée sont accordés lors de la réception des stations d'amateur. Pour les détecter, l'antenne peut être connectée via un condensateur d'une capacité de 20 ... 40 pF à la première grille du transistor VT1. Après avoir réglé la portée du récepteur avec le trimmer de la bobine L3, le circuit L2C4 est ajusté au volume de réception maximum, puis, en basculant l'antenne sur la prise XS2, les deux circuits de filtrage d'entrée sont finalement ajustés. Vous pouvez clarifier le réglage de fréquence du deuxième oscillateur local en trouvant une porteuse non modulée sur l'air et en reconstruisant le récepteur avec le condensateur C9. Lorsque sa capacité diminue, le récepteur s'accorde en fréquence et la tonalité de battement doit apparaître à une fréquence d'environ 300 Hz et disparaître à une fréquence d'environ 3 kHz. Le gain IF est réglé avec une résistance accordée R8 afin que le propre bruit du récepteur puisse être entendu silencieusement sans antenne, et lorsqu'une antenne externe d'une longueur d'au moins 10 m est connectée, elle augmente sensiblement - ce sera un signe de sensibilité suffisante du récepteur. Lors des tests, cette radio a reçu le soir sur une antenne intérieure les signaux de nombreuses stations de radio amateur situées dans les parties européennes et asiatiques de l'URSS, notamment la Carélie, les États baltes, la Transcaucasie, la région de la Volga et la Sibérie occidentale. littérature
Auteur : V. Polyakov
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