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ENCYCLOPÉDIE DE LA RADIOÉLECTRONIQUE ET DU GÉNIE ÉLECTRIQUE Filtres actifs sur transistors à effet de champ. Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique
Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique / l'audio L'article propose des filtres actifs simples basés sur des répéteurs de source. Le faible niveau de distorsion et leur ordre faible, caractéristiques de tels filtres, contribuent à atteindre la pureté du son des signaux musicaux spectralement saturés. Cela leur permet de rivaliser avec succès avec les filtres actifs basés sur des amplis opérationnels. Les avantages des nœuds d'équipement audio à transistors à effet de champ incluent le faible niveau de distorsions harmoniques et d'intermodulation qu'ils introduisent dans les signaux amplifiés. Pour cette raison, les concepteurs utilisent de plus en plus ces transistors dans les étages de sortie de l'UMZCH. Cependant, dans les cascades préliminaires, de tels dispositifs sont rarement utilisés, principalement dans les développements amateurs. Et en vain ! Leur utilisation vous permet de créer des appareils de conception simple sans retour général, créant un son « à tube » chaleureux. Le coefficient harmonique des amplificateurs, même avec une protection environnementale locale, ne dépasse pas 0,1 ... 0,3%, les harmoniques de rang élevé sont pratiquement absentes. Les avantages des transistors à effet de champ sont particulièrement prononcés dans les conceptions simples. Certes, dans ce cas, leur principal inconvénient devient perceptible: une diffusion technologique assez large de leurs propres paramètres. En conséquence, un ajustement individuel de chaque produit est généralement nécessaire. Ce n'est pas un obstacle pour les radioamateurs, mais les appareils dotés des circuits les plus simples sont peu utiles pour la production de masse. Cependant, cette circonstance peut également être prise en compte : il suffit d'utiliser des transistors d'un seul lot dans une production à petite échelle d'une conception fonctionnant bien ; au sein d’un même package, la dispersion des paramètres n’est pas si grande. La condition principale qui a été posée lors du développement des filtres proposés est une linéarité élevée pour des signaux avec des niveaux allant jusqu'à des centaines de millivolts dans une large bande de fréquences avec la plus grande simplicité de l'appareil. Si vous utilisez des transistors à canal P avec une tension de coupure inférieure à -3 V (KPZ0ZG, KPZ0ZE), le mode de fonctionnement requis avec une alimentation unipolaire est obtenu sans polarisation de grille. Un condensateur d'isolement à l'entrée de la cascade n'est pas nécessaire dans ce cas. Et cela améliore encore la qualité sonore. Il est possible de calculer les modes en cascade (Fig. 1) pour le courant continu et le coefficient de transfert en utilisant la méthode d'approximation linéaire [1]. Cette méthode est beaucoup plus simple et claire que celle donnée dans [2] et fournit pratiquement les mêmes résultats.
Pour le calcul, il est nécessaire de connaître la pente des caractéristiques du transistor S, et il est souhaitable d'utiliser non pas une référence, mais une valeur réelle. Cependant, la mesure directe de la pente dans des conditions amateurs est difficile. L'approximation linéaire permet d'utiliser des paramètres plus pratiques pour mesurer la structure : le courant de drain initial Iini et la tension de coupure Utr. La pente de la caractéristique dans ce cas est déterminée par la formule : S= est le début/nous. La résistance de la résistance dans le circuit source Ri peut être grossièrement sélectionnée dans le rapport Ri = (3...6)/S. La tension de sortie de la cascade du drain VT1 peut être approximativement déterminée à partir du rapport Uout = UBXSRC / (1 + SRi) et de la tension du signal à la source - selon la formule Uout = UBXSRi / (1 + SRi) , où S est la pente du transistor ; R et RC - résistances dans les circuits de source et de drain (sur la Fig. 1 - R3 et R2, respectivement). La conception la plus simple est un filtre passe-haut du second ordre basé sur une source suiveuse (Fig. 2). Les inconvénients de ce filtre sont liés à son faible gain. Ce paramètre dépend de l'inclinaison de la caractéristique et pour les transistors à effet de champ courants de faible puissance avec S = 3...7 mA/V, il sera de 0,8...0,85. Par conséquent, les valeurs calculées (pour un coefficient de transmission unitaire) des éléments de réglage de fréquence doivent être corrigées ou des formules prenant en compte le coefficient de transmission réel [3] doivent être utilisées pour le calcul.
Ainsi, avec les valeurs nominales des pièces indiquées sur le schéma, la fréquence de coupure calculée est de 72 Hz, et la vraie est de 85... 90 Hz. Bien que le rapport des notes R2/R1 - 2 corresponde au filtre Butterworth, la fréquence de coupure est légèrement supérieure à celle calculée et l'inflexion de la réponse en fréquence est plus douce. Pour augmenter la raideur de la réponse en fréquence dans la région d'inflexion, la résistance R1 doit être réduite de sorte que le rapport R2/R1 soit de 3...10. La fréquence de coupure peut être modifiée en modifiant proportionnellement la résistance des résistances R1, R2 ou la capacité des condensateurs C1, C2. Le signal à la sortie d'un tel filtre est affaibli de 2 ... 2,5 dB, tandis que la capacité de surcharge de la cascade est faible. Dans de telles conditions, la tension de sortie maximale sans distorsion ne dépassera pas 500 mV. Pour surmonter ces inconvénients, un étage combiné source commune-collecteur commun (Fig. 3) peut être utilisé, mais le signal à la sortie d'un tel filtre sera inversé.
L'utilisation d'un émetteur-suiveur à la sortie du filtre a réduit l'impédance de sortie à environ 50 ohms et a grandement amélioré la capacité de pilotage. Avec les valeurs des éléments indiquées sur le schéma, la fréquence de coupure est d'environ 80 Hz. Le gain (2 ... 3 dB) dépend des caractéristiques du transistor à effet de champ appliqué et de la résistance de la résistance R3. L'établissement revient à choisir une valeur telle que la tension à l'émetteur du transistor VT2 soit approximativement égale à la moitié de la tension d'alimentation. Si vous possédez un oscilloscope, il est préférable de choisir la valeur exacte de la résistance en fonction de la symétrie de la limite du signal de sortie. Concernant le calcul de la fréquence de coupure et du type de filtre, les considérations ci-dessus sont valables. Pour simuler des filtres, il est pratique d'utiliser le programme Microcap. Pour augmenter encore la pente de la réponse en fréquence, vous pouvez appliquer un circuit de rétroaction à deux liaisons. Sur la fig. 4 montre un schéma d'un filtre piège pour les infra-basses fréquences avec Fcp = 25 Hz, et sur la fig. 5 - sa réponse en fréquence.
Sur la base de la structure considérée, on peut également réaliser un filtre passe-bande, nécessaire lors de la création de systèmes avec amplification multibande. Le schéma d'un tel filtre est illustré à la fig. 6.
Un filtre passe-bas passif accordable du premier ordre R5C3 est connecté entre les cascades. Une telle simplification de la conception du filtre est devenue possible car la réponse en fréquence des têtes dynamiques basse fréquence dans la région haute fréquence est déjà en déclin et, dans la plupart des cas, il ne reste plus qu'à faire correspondre la bande passante de l'amplificateur. La réponse en fréquence du filtre dans les positions extrêmes du régulateur est représentée sur la fig. 7.
L'établissement d'un filtre est similaire aux options de filtre déjà évoquées dans l'article. Il convient de garder à l'esprit que la limite supérieure du réglage de la bande passante est déterminée par la résistance de sortie de l'étage FET et qu'elle est à son tour déterminée par la résistance de la résistance R4. Un exemple de l'utilisation combinée des filtres décrits est montré sur la fig. 8. Il s'agit d'un bloc permettant de former des bandes LF et MF-HF des canaux stéréo gauche et droit, ainsi que le signal total (mono) pour le subwoofer. La séparation des bandes MF et HF est réalisée par des filtres passifs en sortie de l'amplificateur. Les circuits de filtre de canal sont identiques à ceux évoqués précédemment, nous nous concentrerons donc uniquement sur le filtre qui sélectionne un signal basse fréquence pour le subwoofer.
Le premier étage est un additionneur sur deux transistors à effet de champ avec une charge totale R18 similaire à celle décrite dans [4]. Le filtrage principal est réalisé par un filtre passe-bas actif du second ordre, réalisé sur un émetteur suiveur VT7. La fréquence de coupure peut être réglée de 40 à 160 Hz avec une double résistance variable (R20.1, R20.2). Le condensateur C8, avec l'impédance de sortie du premier étage, forme un filtre passe-bas du premier ordre avec une fréquence de coupure d'environ 180 Hz. Cela n'affecte pratiquement pas l'évolution de la réponse en fréquence dans la bande passante, mais améliore la suppression des composants hors bande. Selon l'emplacement du caisson de basse par rapport aux enceintes des voies gauche et droite et à l'auditeur, le déphasage des signaux à la position d'écoute peut déformer l'image sonore (effet de « flou » ou de « décalage » des basses). Pour corriger le déphasage dans le canal du subwoofer, un régulateur avec un ampli opérationnel DA1 a été introduit. Un filtre à diode-condensateur VD1C11 est installé dans le circuit de puissance. La conception suivante est spécialement conçue pour le système audio de voiture. Le fait est qu'une résonance intérieure assez perceptible, se manifestant par un « bourdonnement » caractéristique sur les sons de basse, dérange les audiophiles exigeants sur roues. Les mesures de réponse en fréquence montrent une « bosse » de 120 à 160 dB à des fréquences de 3 ... 8 Hz ! Pour corriger la réponse en fréquence dans ce cas, il est pratique d'utiliser un filtre coupe-bande au lieu d'un égaliseur. Le schéma d'un tel filtre actif pour un canal est illustré à la fig. 9 [5].
Le premier étage est un amplificateur à charge divisée. Sa tâche est de créer des tensions antiphases pour alimenter l'unité de filtrage C2C3R4R5. Dans la position droite de l'interrupteur à clé SA1 selon le schéma, un pont de Wien inversé est formé avec une atténuation d'environ 3 dB. Dans la position gauche du commutateur, des tensions antiphases sont fournies au filtre et l'atténuation à la fréquence d'accord augmente jusqu'à 5...6 dB. La valeur exacte de l'atténuation dépend de la transconductance du transistor et du rapport des résistances R2 et R3. Si vous les égalisez, l'atténuation sera maximale (jusqu'à 8 dB), mais le signal de sortie sera atténué par rapport à l'entrée nv 3...4 dB. Le diagramme montre la variante optimale des dénominations. L'impédance d'entrée de l'appareil étant très élevée, il est préférable d'installer le filtre à proximité de la source du signal afin d'éviter les interférences d'entrée. L'impédance de sortie du filtre est d'environ 50 ohms, ce qui est bien inférieur à celle de la plupart des unités principales. Cela éliminera l'influence de la capacité du câble de connexion, de sorte que le filtre remplisse simultanément les fonctions d'un dispositif d'adaptation. Le boîtier doit être en métal, sinon vous devrez le munir à l'intérieur d'un blindage en feuille de cuivre et le connecter à un fil commun. La réponse en fréquence du filtre (voir fig. 9) est représentée sur la fig. Dix.
Comme vous pouvez le constater, il ne s'agit plus seulement d'un filtre, mais d'un véritable « égaliseur d'ambiance ». Un appareil portant ce nom et une réponse en fréquence très similaire est utilisé dans les modèles "haut de gamme" d'amplificateurs Mcintosh, seul le circuit y est plus compliqué... En plus des dispositifs indiqués sur les schémas, on peut utiliser des transistors KPZ0ZV-KPZ0ZZh, KT3102 (avec n'importe quelle lettre d'index) ou d'autres structures npn avec h21e> 50. N'importe quel ampli opérationnel corrigé peut être utilisé dans le contrôleur de phase. pour un gain unitaire. Les condensateurs à oxyde doivent avoir une tension de fonctionnement d'au moins 16 V. Le choix des autres pièces n'est pas critique. littérature
Auteur : A. Shikhatov, Moscou
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