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ENCYCLOPÉDIE DE LA RADIOÉLECTRONIQUE ET DU GÉNIE ÉLECTRIQUE Alimentation à découpage pour UMZCH. Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique
Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique / Amplificateurs de puissance à transistors Les avantages d'une alimentation à découpage par rapport à un bloc d'alimentation réseau de type classique d'une puissance de 150 W sont évidents : poids et encombrement nettement inférieurs. Avec une conception et une installation correctes, toute interférence notable et l'arrière-plan du secteur sont exclus à la fois dans l'UMZCH et dans le système audio dans son ensemble. Une description détaillée de la mise en place d'une alimentation pulsée sera également utile dans la fabrication d'un convertisseur plus puissant à plusieurs tensions de sortie. Être ou ne pas être des alimentations à découpage (SMPS) dans UMZCH ? Une telle question sacramentelle par rapport à cette classe d'appareils n'est en aucun cas accidentelle. En témoigne également la discussion des radioamateurs sur le forum du site de la revue, dédié à la publication [1]. La plupart des participants à la discussion considèrent toujours qu'il est justifié d'utiliser SMPS dans UMZCH. Mais il y a un inconvénient dans la conception du transformateur d'impulsions SMPS [1], auquel les participants à la discussion n'ont pas du tout prêté attention. Son enroulement primaire est bobiné en deux fils. Bien que le couplage magnétique des spires soit dans ce cas maximal, il est réalisé de manière risquée. Dans toutes les spires adjacentes, la différence de potentiel effective atteint la tension secteur redressée (environ 300 V). L'isolation laquée des conducteurs est capable de résister à un tel impact, mais que peut-il lui arriver après quelques années de fonctionnement ? Même en l'absence de chevauchement des conducteurs (et cela n'est pas exclu), leur déplacement mécanique inévitable lors du chauffage et du refroidissement après chaque mise sous tension peut affaiblir considérablement la tenue diélectrique de l'isolant, puis ... au mieux, le fusible va "s'épuiser". Dans ce cas, l'utilisation du fil PELSHO à la place du PEV-2 préconisé par l'auteur est plus justifiée. En général, la conception de circuit proposée est tout à fait viable. Certains avantages (à l'exception de la limitation de la puissance de conversion) par rapport au convertisseur d'impulsions proposé dans [1] sont fournis par le SMPS flyback. Un seul transistor de commutation, stabilisation efficace de la tension de sortie avec des modifications de la tension et de la charge du secteur, haute fabricabilité des enroulements pour le circuit magnétique en forme de W par rapport à l'anneau (toroïdal) - ceux-ci sont loin de la gamme complète des avantages de un tel convertisseur. Environ quatre ans se sont écoulés depuis la publication de l'article mentionné, au cours de cette période, d'autres variantes de circuits du SMPS ont été proposées dans la revue, en particulier [2-4]. Dans le même article, je propose une variante d'un tel appareil avec une sortie multicanal. Основные параметры
La valeur efficace de l'ondulation de la tension de sortie a été mesurée avec un millivoltmètre VZ-48A. La plage de fonctionnement de la tension d'entrée caractérise à la fois la possibilité d'un fonctionnement à long terme du SMPS dans l'intervalle spécifié et la capacité de neutraliser les creux et les surtensions à court terme de la tension secteur sans dégrader les paramètres donnés. Cependant, il convient de rappeler que l'appareil ne peut pas être allumé à une tension secteur inférieure à 170 V. Le convertisseur flyback fonctionne dans un flux magnétique intermittent dans un transformateur d'impulsions, le cycle de service maximal des impulsions de commutation est de 0,45 (à la tension secteur minimale ). Des redresseurs de tension de sortie plus puissants (canaux 1, 2) sont conçus pour alimenter les étages de sortie du pont UMZCH, et de faible puissance (canaux 3, 4) - pour les circuits amplificateurs d'entrée sur l'ampli-op. Dispositif et design Considérez le fonctionnement de l'appareil selon le schéma de circuit illustré à la Fig. une.
Le circuit lui-même et les éléments utilisés avec leur éventuel remplacement ont été décrits en détail dans [2–4], et aucun commentaire supplémentaire n'est nécessaire ici. Cependant, il est nécessaire de décrire plus en détail la méthode utilisée ici pour allumer la boucle de régulation secondaire, car il est important de prendre en compte ses caractéristiques lors de la mise en place d'un SMPS. Avec de légères simplifications, le processus de stabilisation de la tension de sortie à travers la boucle de rétroaction secondaire peut être représenté comme suit. En tant qu'élément de suivi dans des dispositifs similaires, un stabilisateur dit de type parallèle est utilisé - un microcircuit DA2 KR142EN19A (importation analogique - TL431 avec n'importe quel index de lettre). La charge du microcircuit est la résistance de ballast R17 connectée en parallèle et la diode émettrice (bornes 1, 2 de l'optocoupleur U1) avec la résistance de limitation de courant R18. La résistance de ballast crée la charge minimale nécessaire au fonctionnement normal du microcircuit. La tension de sortie à travers un diviseur résistif réglable R14-R16 est appliquée à l'entrée de commande du microcircuit (broche 1). Pour assurer une marge de régulation, le diviseur est calculé de sorte qu'à l'entrée de commande du microcircuit à la tension de sortie nominale du SMPS, l'intervalle de tension fixé par la résistance d'accord R15 soit d'environ 2,5 ± 0,25 V. Supposons qu'au pic du volume du phonogramme, le courant consommé par l'UMZCH augmentera fortement, et en raison de la chute de tension accrue à travers l'enroulement IVa et la diode de redressement VD6, la tension de sortie de la source +35 V diminuera . En conséquence, la tension à l'entrée de commande du microcircuit DA2 (broche 1) diminuera et le courant traversant la résistance de ballast et la diode émettrice diminuera fortement. La résistance équivalente de la section collecteur-émetteur du phototransistor couplé optiquement à la diode émettrice va augmenter. Étant donné que cette résistance est connectée en parallèle avec la résistance R3, qui est la branche supérieure du diviseur de tension résistif, la tension à l'entrée de l'amplificateur de signal d'erreur (+2,5 V à la broche 2 de DA1) diminuera. L'amplificateur de signal d'erreur compensera immédiatement une telle diminution de la tension d'entrée en augmentant le rapport cyclique des impulsions de commutation et restaurera ainsi la valeur de tension précédente à la sortie de l'appareil. Les caractéristiques de l'appareil doivent également inclure les sources de tension de sortie multicanaux. Le contrôle et la régulation de la tension de sortie ne sont effectués que dans un seul canal, mais une forte connexion magnétique entre tous les enroulements secondaires vous permet de stabiliser efficacement la tension dans chaque canal avec un contrôleur PWM. La carte de circuit imprimé de l'appareil est illustrée à la fig. 2.
Parmi les caractéristiques de conception du PII, il convient de noter ce qui suit. Le nœud de contrôleur SHI A1 (le dessin de sa carte est à la Fig. 3) est connecté à la carte principale à l'aide d'un connecteur unifié à quatre broches X1, similaire à ceux utilisés dans les téléviseurs USCT.Les vis de fixation entre la carte principale et la chaleur évier assurer sa connexion électrique avec le fil commun du SMPS. Le transistor de commutation VT1 est installé à travers une plaque de mica sur un dissipateur thermique nervuré aux dimensions de 70x45x24 mm. La carte contrôleur A7,5 est fixée sur le même dissipateur thermique par deux vis sur des racks tubulaires de 1 mm de haut. Le microcircuit DA1, installé dans la carte via le panneau adaptateur, est fermement pressé contre le dissipateur thermique par la surface du dissipateur thermique du boîtier. L'utilisation de la pâte d'organosilicium conductrice de chaleur KPT8 permet au contrôleur de surveiller la température de fonctionnement du transistor et d'éteindre automatiquement le SMPS dans les situations d'urgence en cas de surchauffe. Lorsqu'il est monté sur la carte A1, le transistor VT1 est soudé avec des fils préformés de sorte que son plan soit parallèle à la surface de la carte, et la bride métallique du boîtier du transistor fait face au dissipateur thermique connecté par une plaque de serrage et deux vis supplémentaires. La carte A1 elle-même fait également face au dissipateur thermique avec le côté où se trouvent les éléments. Les condensateurs C9, C10 sont soudés directement sur les contacts correspondants du panneau du côté des conducteurs imprimés.
Sur la carte principale, l'optocoupleur U1 est également installé via le panneau adaptateur. Une tension de +35 V est fournie au circuit de commande secondaire via un dissipateur thermique connecté électriquement à la cathode de la diode VD6, ce qui a permis de se passer d'un cavalier supplémentaire sur la carte de circuit imprimé. Dans la version de l'auteur, un radiateur nervuré de dimensions 40x20x18 mm a été utilisé, tel qu'il était auparavant conçu pour les transistors P213-P217. En tant que dissipateur thermique, vous pouvez également utiliser des produits laminés en aluminium en forme de U d'une épaisseur de 1,5 ... 2 mm et de dimensions 100x40 mm. La diode est soudée dans la carte de sorte que sa bride métallique, connectée électriquement à la cathode, soit face au dissipateur thermique, puis pressée avec deux vis. Le même dissipateur thermique convient à la diode VD7. L'appareil n'a pas besoin d'un refroidissement forcé supplémentaire. Résistance ajustable R15 - type SPZ-16V. Avec les condensateurs de filtrage d'oxyde sélectionnés (série CarXon ou similaire), le niveau requis d'ondulation de tension de sortie est entièrement fourni par des bobines d'arrêt haute fréquence standard, et il n'est pas nécessaire d'en fabriquer des faites maison. Les selfs DM-2 sont utilisées dans les canaux 35x2,4 V et DM-2 dans les canaux 15x0,6 V. Toutes ces selfs sont installées perpendiculairement à la carte principale. Pour l'inducteur L2, on utilise un morceau de ferrite tubulaire de 10 mm, qui est utilisé, en particulier, dans les inducteurs nommés. Un fil PEV-2 0,72 est enfilé à travers le trou axial du tube, puis chaque extrémité est pliée à 180 ° par rapport à sa position d'origine, formant ainsi une boucle fermée. Cette inductance supprime efficacement les oscillations à haute fréquence qui se produisent dans le transformateur lorsque le transistor de commutation est allumé et éteint, et élimine également l'auto-excitation dans les boucles de contrôle. Le transformateur d'impulsions de l'appareil et ses autres éléments principaux sont calculés à l'aide du programme spécialisé VIPer Design Software, décrit en détail dans [4]. L'inductance de l'enroulement primaire du transformateur à une fréquence de conversion de 50 kHz doit correspondre à 420 ... 450 μH. La carte de circuit imprimé de l'appareil a été initialement conçue pour un transformateur avec un circuit magnétique Sh10x10 en ferrite M2500NMS1 avec un panneau de contact standard (numéros de broches 1'-6', 7-12). Mais ensuite, le tableau a été complété par des pads 1-6. Le problème de la sélection d'un transformateur comme l'un des principaux éléments qui déterminent la fiabilité de l'ensemble de l'appareil s'est posé à l'auteur du fait que dans l'une des entreprises métropolitaines, sous le couvert d'un circuit magnétique Sh10x10 en ferrite M2500NMS1, il a été vendu un circuit magnétique de la même taille sans marquage d'usine. Dans le transformateur, il s'est tellement réchauffé que l'augmentation de température ne correspondait clairement pas à la tolérance de conception. La fréquence de fonctionnement de la conversion a été variée et, en conséquence, le nombre de tours, l'ordre des enroulements, le diamètre des conducteurs, et tout cela en vain. Au fur et à mesure que le volume de résultats négatifs s'accumulait, l'idée a mûri de comparer la résistance électrique du circuit magnétique existant avec la ferrite M3000NMS2 (W 12x20). Les résultats de la mesure ont confirmé la supposition: la résistance électrique mesurée par l'appareil Ts4341 ne dépendait pas beaucoup de la position relative des électrodes de mesure appliquées, et pour le matériau du "faux" conducteur magnétique, elle s'élevait à 0,9 ... 1,2 kOhm, et pour la ferrite M3000NMS2 - 2 ... 3 kOhm La littérature de référence indique que la résistivité électrique de M2000NM1 est de 0,5 Ohm-m et que M2500NMS1 (M3000NMS2) est de 1 Ohm-m. En conséquence, l'une des sociétés vendant des composants importés, parmi les nombreux composants, a choisi le transformateur d'impulsions le moins cher pour les téléviseurs SAMSUNG (numéro décimal P/N 5106-061101-00) avec un circuit magnétique de taille ER42/22/15 et un non -entrefer magnétique de 1,3 mm (facteur d'inductance mesuré d'environ 180 nH par tour). La résistance électrique spécifique du matériau s'est avérée être presque la même que celle de la ferrite M3000NMS2 (W 12x20). Pour une utilisation dans le PII de tels transformateurs prêts à l'emploi et d'autres, les opérations technologiques suivantes sont effectuées. Avant le démontage, l'écran électrostatique est retiré du transformateur, puis complètement immergé dans de l'acétone ou un autre solvant et y est maintenu pendant trois jours. Après une telle opération, le cadre avec les enroulements doit se déplacer le long du noyau central du circuit magnétique sans appliquer d'efforts importants. Ce noyau magnétique est serré dans un étau à travers des entretoises en carton du côté opposé aux bornes. Deux fers à souder puissants chauffent jusqu'à 100 ... 120 ° C les endroits de collage des joints des deux moitiés du circuit magnétique et, à travers le mandrin en forme de U, appliquent un léger coup de marteau sur le cadre avec les enroulements vers les fils du transformateur. À la suite de l'impact, les moitiés du circuit magnétique doivent se séparer. Il reste à rembobiner les enroulements conformément aux données données dans l'article. Une marge importante dans la section transversale de la fenêtre du circuit magnétique permet d'utiliser des fils de bobinage d'un diamètre plus important et, si nécessaire, d'augmenter la puissance de sortie du SMPS. Il est également possible d'utiliser un transformateur avec un circuit magnétique Ø12x20x21 en ferrite M3000NMS2, utilisé dans les alimentations à découpage des téléviseurs USCT. De plus, la puissance de sortie du SMPS dans ce cas peut être augmentée de manière significative sans altérer la partie électrique de l'appareil. Mais un transformateur d'une puissance nominale de 120 W (maximum 180 ... 200 W) devra être calculé selon les recommandations de Yu. Semenov [2]. Dans cette modification, certains éléments du plateau devront être légèrement décalés. Sur le circuit magnétique du transformateur d'impulsions du bloc d'alimentation du téléviseur SAMSUNG, utilisé par l'auteur, 17 spires sont d'abord posées dans deux fils PEV-2 0,57 (enroulement la), puis, après isolation entre enroulements, les enroulements IV6 et IVa sont enroulés (deuxième et troisième couches - 21 tours chacune) fil PEV-2 1,0, et encore isolation de l'enroulement. Dans la quatrième couche, dans deux fils PEV-2 0,41 "déchargé" - 9 tours des enroulements Shb et Sha. Après isolation entre les enroulements, la 5ème couche est de 8 tours avec le fil PEV-2 0,12 (toujours "en décharge") de l'enroulement II. Les 6e et 7e couches sont l'enroulement 16, composé de 17 et 16 tours, respectivement, en deux fils PEV-2 0,57. Les sections la et 16 de l'enroulement primaire sont reliées en soudant les broches correspondantes sur la broche 2 (2'), qui est raccourcie de quelques millimètres pour ne pas gêner l'installation du transformateur sur la carte. La conclusion 2 n'est pas soudée à la carte. Après avoir collé le noyau magnétique, un écran est installé sur le transformateur fini - une bobine de feuille de cuivre de 15 mm de large, recouvrant la partie médiane de la bobine. Comme l'ont montré des expériences avec d'autres circuits magnétiques, lors de l'utilisation du circuit magnétique Sh10x10 (M2500NMS1) avec un entrefer non magnétique d'environ 1 mm, le nombre de tours dans les enroulements sera le même que pour le circuit magnétique "coréen". De plus, un espace non magnétique constructif de 1 mm sur le noyau central peut être remplacé par des entretoises getinax de 0,5 mm d'épaisseur entre les tiges latérales d'un circuit magnétique conventionnel. Dans le même temps, l'inductance de fuite du transformateur passe de 4 à 6 μH, mais la surtension au drain provoquée par celui-ci au moment où le transistor de commutation IRFBC40 est bloqué est encore loin de sa valeur limite de 600 V. Mise en place d'un onduleur Si l'installation de l'appareil est effectuée sans erreur et que des éléments réparables sont utilisés, son réglage se résume au réglage de la tension de sortie (sélection du mode de fonctionnement de l'optocoupleur). Cependant, il est impossible d'exclure complètement la possibilité d'une défaillance du SMPS lors de sa première mise sous tension, nous examinerons donc le processus d'ajustement plus en détail. Les informations fournies ici seront également utiles lors de la configuration d'un SMPS auto-conçu avec d'autres tensions de sortie. Tout d'abord, avant d'installer un transistor à effet de champ, assurez-vous qu'il fonctionne. Comment faire cela a été décrit en détail, par exemple, dans [5] et d'autres articles publiés dans la revue. Ensuite, à l'aide d'un dispositif universel pour tester le SMPS [5], avec le nœud de contrôleur A1 éteint, la mise en phase correcte des enroulements du transformateur et le fonctionnement des redresseurs de sortie sont vérifiés. Pour que la fréquence de fonctionnement de l'appareil corresponde à la fréquence de conversion requise (50 kHz), il suffit de souder un autre condensateur de 220 pF en parallèle au condensateur de réglage de fréquence de 120 pF dans l'appareil. Dans ce cas, les tensions de sortie du SMPS correspondront approximativement à celles requises. À la sortie de l'appareil, des résistances sont incluses, dont les résistances sont approximativement équivalentes à la moitié de la charge. Dans chacun des canaux 2x15 V, il peut s'agir de lampes à incandescence avec un courant de fonctionnement de 0,1 ... 0,2 A, vous permettant de contrôler visuellement l'apparition des tensions de sortie. Dans les canaux 2x35 V, deux résistances connectées en série avec une résistance de 33 Ohm (PEV 25 W) sont utilisées comme charge. L'étape suivante consiste à vérifier la santé du contrôleur et à contrôler le fonctionnement du SMPS avec la boucle de contrôle primaire, pour laquelle le circuit secondaire est temporairement désactivé en réglant le curseur de la résistance R15 sur la position inférieure selon le schéma et retirer l'optocoupleur U1 du panneau. Lors de l'établissement d'un SMPS, il est nécessaire de surveiller en permanence la tension de sortie avec un voltmètre. Sa valeur de 36 V est le maximum autorisé pour la puce DA2, et la tension inverse sur les diodes de redressement VD6, VD7 se rapproche également du maximum autorisé. Pour identifier la marge de résistance électrique de l'appareil, l'auteur a délibérément augmenté cette tension à 45 V pendant plusieurs minutes, mais le fonctionnement à long terme du SMPS dans ce mode est impossible en raison d'une forte diminution de la fiabilité. Pour vérifier la santé du microcircuit DA1 et surveiller le fonctionnement de la boucle de contrôle primaire, une résistance d'accord "technologique" d'une valeur nominale de 3-22 kOhm est soudée aux points de commutation de la résistance R33 (elle est temporairement exclue) avec un rhéostat, dont le moteur est réglé sur la position de résistance maximale, et au condensateur C13 à ce moment souder une diode zener 18 V de faible puissance, ce qui limitera la tension d'alimentation du contrôleur. Le nœud A1 étant retiré du connecteur X1, une tension stabilisée de +13 V est fournie à la borne positive du condensateur C17,5 à partir d'une alimentation de laboratoire (LIP), nécessaire pour garantir l'allumage de la puce DA1. Sans connecter le SMPS au réseau, en faisant tourner le moteur de résistance de processus sur la broche 3 du connecteur X1, la tension est réglée sur +2,5 V. Après cela, le nœud A1 est inséré dans le connecteur et à l'aide d'un oscilloscope, la présence d'impulsions à la grille du transistor de commutation VT1 est surveillée. Si nécessaire, en sélectionnant le circuit R6C8, la fréquence des impulsions de commutation est ajustée. S'il n'y a pas d'impulsions, remplacez la puce DA1. À l'étape suivante, la tension du LIP est réduite à +15 V, la tension de +2,5 V est rétablie avec une résistance de processus sur la broche 3 du connecteur X1, puis le LIP est éteint et le SMPS est connecté au réseau . L'augmentation de la tension d'alimentation du microcircuit se produit relativement lentement lorsque le condensateur C13 est chargé, et un intervalle de temps de 0,5 ... 2 s est clairement visible entre l'alimentation de la tension secteur et le moment où il est allumé. Il est possible que pour certains échantillons de microcircuits KR1033EU10 (UC3842, KA3842) la tension d'alimentation du microcircuit n'atteigne pas la valeur seuil de 14,5 ... diminution de la résistance de la résistance R17,5. Le mouvement fluide du moteur de résistance technologique garantit que la tension de sortie du SMPS peut être régulée. À ce stade, le bilan de santé du microcircuit DA1 et le contrôle de l'opérabilité de la boucle de régulation primaire sont terminés et procèdent à l'établissement de la boucle de régulation secondaire. Toute LED est installée dans le panneau pour l'optocoupleur U1 avec l'anode sur la broche 1, la cathode sur la broche 2. Dans le circuit R18 - broche 1 de l'optocoupleur, un milliampèremètre 15 ... 30 mA est allumé (cela peut être un appareil de mesure combiné). Un LIP avec une tension de sortie de 35 V est connecté à la sortie +35 V du SMPS dans la polarité appropriée (la charge peut être désactivée dans ce cas). La résistance R18, qui détermine la valeur de la puissance de sortie maximale (deux fois la valeur nominale - environ 150 W), est présélectionnée de sorte qu'à la position la plus élevée du moteur de la résistance R15 dans le circuit, le courant contrôlé ne dépasse pas 12 mA . Si le courant est nettement plus élevé (dans ce cas, la LED peut tomber en panne, mais elle est toujours moins chère que l'optocoupleur) et que la résistance d'ajustement R15 n'est pas réglable, remplacez la puce DA2. Ensuite, à la place de la LED, un optocoupleur est installé et la possibilité de réguler le courant d'entrée et sa valeur maximale sont à nouveau vérifiées. S'il n'y a pas de courant, remplacer l'optocoupleur. Après cela, le moteur de la résistance R15 est réglé sur la position inférieure selon le schéma, et la sortie négative du LIP est connectée à la sortie 2 de l'optocoupleur. En augmentant progressivement la tension de sortie LIP à partir de zéro, le courant contrôlé est réglé dans la plage de 1 à 2 mA. Le deuxième LIP est connecté au condensateur C13 et la tension à sa sortie est fixée à 12,5 V, tandis que l'alimentation secteur du SMPS doit être coupée. En ajustant la résistance de processus, la tension sur la broche 3 du connecteur X1 est de 2,5 V. En modifiant le courant de la diode émettrice de l'optocoupleur entre 0,5 ... 3 mA, on est convaincu de sa forte influence sur la tension de 2,5 V. Si cela ne se produit pas, remplacez l'optocoupleur. Le courant d'entrée de la diode émettrice est à nouveau réglé dans la plage de 0,5 ... 2 mA, et 2,5 V est rétabli avec une résistance technologique sur la broche 3 du connecteur X1, après quoi le deuxième LIP avec une tension de +12,5 V est éteint, et le premier LIP avec une tension de sortie +35 V est à nouveau connecté à la sortie du SMPS. En déplaçant doucement le curseur de la résistance R15 (vers le haut selon le schéma), le réglage est arrêté au moment où l'aiguille du milliampèremètre commence à bouger. Le LIP est déconnecté du bloc et un équivalent de charge est activé à la place. Le SMPS peut maintenant être remis sous tension. Lorsque le réseau est sous tension, la tension +35 V en sortie de l'appareil peut différer de quelques dixièmes de volt de la valeur requise. En utilisant la méthode des approximations successives, en utilisant les réglages de la résistance R15 et de la résistance technologique (elles sont très interdépendantes), le courant d'entrée de la diode émettrice est réglé sur environ 1,5 mA et la tension à la sortie du SMPS est de + 35 V. En fermant les bornes de l'une des résistances de charge (33 Ohm) du circuit + 35 V, contrôlez la diminution du courant de la diode émettrice d'environ 0,5 mA, et lorsqu'une autre des résistances de charge du -35 Le circuit V est fermé, une diminution supplémentaire de 0,5 mA. Dans ce cas, en utilisant un oscilloscope, on peut observer une augmentation notable en deux étapes du rapport cyclique des impulsions de commutation. En conclusion, LATRom modifie la tension secteur dans la plage de 125 à 250 V. Avec toutes les modifications de la charge résistive et de la tension secteur, la tension de sortie du SMPS doit se stabiliser avec une précision non inférieure à 0,1 V. Ensuite, un milliampèremètre, une diode Zener de protection sont retirés de l'appareil et la résistance de processus (R3) est soudée. Mesurez sa résistance effective et soudez une résistance avec la valeur la plus proche à la place. Assurez-vous de la stabilité requise de la tension de sortie. Après cela, la puissance maximale fournie par l'alimentation à la tension secteur nominale est mesurée, pour laquelle des résistances de charge d'une résistance de 33 ohms sont connectées en parallèle à la sortie PSU - deux pour chaque canal. Le courant dans la charge est contrôlé par un ampèremètre de 3 A. En réduisant la résistance de la résistance R18 (dans la version de l'auteur - jusqu'à 680 Ohms), le dispositif de protection est activé à un courant supérieur à 2,5 A lorsqu'un une charge supplémentaire est connectée. Ensuite - à charge nominale - il est nécessaire de rétablir la tension de sortie modifiée de +15 V avec une résistance accordée R35.En conséquence, à charge maximale, la tension de sortie diminue de 2 ... 3 V, en fonction des paramètres de le microcircuit. Ceci termine l'établissement de la boucle de régulation secondaire. En conclusion, la mise en place, en respectant les précautions, contrôle les impulsions au drain du transistor à effet de champ VT1. En présence d'auto-excitation haute fréquence, qui peut se produire, par exemple, si les bornes de l'inductance L2 sont fermées, dans le circuit commandé, en plus des impulsions principales de l'onduleur, des impulsions de bruit étroites (environ 1 μs de long) sera présent. Leur spectre est si large qu'ils rendent difficile la réception des stations radio même dans la bande VHF avec un récepteur situé à quelques mètres d'un SMPS en état de marche. Cette méthode vous permet de détecter la présence d'auto-excitation dans l'appareil "à l'oreille", sans oscilloscope. Une fois l'excitation éliminée, si nécessaire, la charge est augmentée à la valeur nominale et après environ une demi-heure, les conditions thermiques en régime permanent du transformateur, du pont redresseur, du transistor de commutation et des diodes dans les circuits de sortie sont vérifiées. Si toutes les pièces sont en bon état, la température de leurs logements ne doit pas dépasser la température ambiante de plus de 20°C. Le pont redresseur importé acheté pour la version du premier auteur du SMPS s'est avéré être de qualité inférieure et surchauffé fortement même au ralenti (en l'absence de toute charge connectée au redresseur secteur). La raison d'un tel défaut ne peut être détectée qu'en mesurant le courant inverse des diodes du pont à une tension d'environ 300 V. Une surchauffe du pont redresseur et sa destruction pourraient endommager les éléments restants du redresseur de réseau, et après eux le transistor de commutation avec le contrôleur. La version topologique proposée de la carte de circuit imprimé de l'appareil, avec quelques simplifications, peut également être utilisée lors du remplacement de l'ensemble contrôleur A1 par son analogue complet - un microcircuit VIPer100 (VIPer100A) importé. À propos du test SMPS Les paramètres du SMPS donnés au début de l'article ont été mesurés en mode nominal avec une charge constante aux sorties de la source d'alimentation. Sa puissance maximale peut être estimée à partir du courant maximal dans la charge aux sorties +35 V et -35 V, qui atteint 2,5 A lorsque la tension à ces sorties diminue d'environ 3 V. Pendant ce temps, si un UMZCH avec une puissance de sortie élevée est connecté à l'alimentation en tant que charge, cela correspondra au mode dynamique Aux pics du volume du signal audio amplifié, en particulier dans la bande de fréquences de 20 ... dépassant plusieurs fois la valeur nominale du courant, et par pauses - pour s'affaiblir au minimum, limité par le courant de repos des transistors de sortie UMZCH. Il est évident que les systèmes de contrôle automatique dans le microcircuit permettent, dans une certaine mesure, de compenser les fluctuations de la tension de sortie liées à la charge dynamique. Mais il est clair que ces possibilités ne sont pas illimitées, et donc un certain tampon est nécessaire entre le SMPS et l'UMZCH, ce qui affaiblit les changements brusques de charge. En tant que tel tampon, des condensateurs de filtrage supplémentaires sont utilisés dans le canal d'alimentation de chaque bras UMZCH. Si l'on compare les alimentations à découpage haute fréquence et les alimentations secteur conventionnelles, on peut supposer que les premières devraient avoir un certain avantage sur les secondes, associé à la possibilité d'utiliser des condensateurs de filtrage de plus petite capacité. En règle générale, les radioamateurs des blocs d'alimentation traditionnels utilisent des condensateurs de filtrage à raison de 4700 microfarads pour 50 W de puissance UMZCH, mais ils augmentent parfois leur capacité à plusieurs dizaines de milliers de microfarads. De l'avis de l'auteur, il n'y a pas lieu de justifier une telle augmentation de la PEG. Après tout, l'alimentation en énergie des condensateurs de filtrage dans les blocs d'alimentation traditionnels se produit à une fréquence de 100 Hz et dans un SMPS - 50 kHz! Bien sûr, il n'est pas nécessaire d'espérer que dans ce cas la capacité puisse être choisie 500 fois moins, mais il est nécessaire de connaître certaines de leurs valeurs optimales. Ce problème a été mis en évidence lors des tests de performances de ce SMPS avec un amplificateur stéréo. Les tests ont été réalisés avec UMZCH sur la puce TDA7294 [6] selon le schéma de commutation préconisé par le constructeur. La puissance de sortie de l'UMZCH pour une charge nominale de 8 ohms est de 60 ... 70 watts. Chaque canal de l'UMZCH stéréo avec des condensateurs de filtrage supplémentaires de 2200 μF était connecté à une source bipolaire de ± 35 V via des selfs haute fréquence DM-2,4 (5 μH). Exactement les mêmes bobines d'inductance ont été utilisées pour connecter une source bipolaire ± 15 V au bloc de tonalité. La mise sous tension de l'UMZCH est pratiquement silencieuse. Les mesures ont montré que même au niveau maximal du signal de tonalité dans la bande de 20 Hz ... 50 kHz sans distorsion notable à une charge de 8 Ohm, le courant moyen consommé à partir de la source ± 35 V ne dépasse pas 1,1 .. 1,2 A pour chacun des canaux de l'amplificateur. Rappelons que le push-pull UMZCH pour chacune des voies d'alimentation (+35 V et -35 V) consomme un courant pulsé avec un rapport cyclique proche de deux. Pendant la pause, les condensateurs des filtres de lissage ont le temps de restaurer la charge, fournissant un courant de charge pulsé dans la période de signal suivante. A la puissance de sortie maximale de l'UMZCH, le "rabattement" de la tension par rapport à la valeur nominale ne dépasse pas 2 V. Étant donné que ce mode de test des amplificateurs sur un signal de tonalité est très éloigné des conditions de fonctionnement réelles, dans le cas d'une amplification des signaux musicaux, les tensions de sortie du SMPS restent stables. littérature
Auteur : S. Kosenko, Voronej
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