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ENCYCLOPÉDIE DE LA RADIOÉLECTRONIQUE ET DU GÉNIE ÉLECTRIQUE Magnétophone à cassette à quatre canaux. Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique
Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique / l'audio Dans un studio portable moderne, pour effectuer un enregistrement sonore primaire, il doit y avoir un enregistreur dont les fonctions peuvent être remplies par un magnétophone à cassette analogique multicanal. Les auteurs ont tenté de créer un appareil simple à quatre canaux. Sa particularité est l'adaptabilité du chemin d'enregistrement au spectre du signal, ce qui a considérablement augmenté la capacité de surcharge du chemin dans la plage des hautes fréquences audio. Le traitement ultérieur du signal à l'aide de programmes informatiques de réduction du bruit vous permet d'obtenir un rapport signal/bruit de 75...80 dB sans augmenter le phonogramme. Une grande stabilité du mouvement de la bande magnétique est assurée par un stabilisateur de vitesse avec un oscillateur à quartz. La conception des composants décrits dans l'article est destinée à la fabrication d'un enregistreur basé sur le Mayak MP-249S CVL. Un tel appareil, associé à une console de mixage portable, conviendra tout à fait à l'enregistrement de concerts « en direct » d'ensembles musicaux et de chorales qui existent dans de nombreuses villes, et deviendra un complément utile à l'équipement des studios de musique amateurs. Les méthodes numériques de reproduction sonore sont désormais solidement ancrées dans notre vie quotidienne. On ne peut pas en dire autant des appareils d'enregistrement numérique - magnétophones R-DAT et enregistreurs de CD. Ces appareils sont encore moins accessibles à un large éventail d’amateurs d’enregistrement sonore. Un inconvénient majeur des appareils mentionnés est l’incapacité d’enregistrer plus de deux chaînes en haute qualité. L'option d'enregistrement à quatre canaux de certains enregistreurs DAT utilise une fréquence d'échantillonnage de seulement 32 kHz et une échelle de quantification non uniforme de 12 bits, ce qui n'est pas conforme à la norme Hi-Fi (DIN 45500). Dans le même temps, la plupart des consoles de mixage disposent d'une sortie à quatre canaux et lors de l'enregistrement, par exemple, de musique « live », l'enregistrement multicanal offre des opportunités supplémentaires pour améliorer considérablement la bande sonore stéréo finale grâce au traitement séparé des signaux dans les canaux. Il existe des systèmes d'enregistrement multipistes numériques, du AKAI DR-8 à huit canaux (2430 24 $) au Tascam MX-2424 à 6290 canaux (XNUMX XNUMX $), mais ils ne sont évidemment pas accessibles à beaucoup. Dans le même temps, les possibilités de l’enregistrement sonore multicanal analogique sont loin d’être épuisées. En témoigne la production continue de magnétophones analogiques à bobines de studio : A-820 de STUDER (Suisse) et MTR-15 d'ATARI (Japon). Il s'agit de magnétophones multivitesses, complexes et coûteux, mais ils présentent également des caractéristiques techniques élevées : une bande de fréquence de 40...28000 Hz avec un rapport signal/bruit de 75...78 dB. Le Fostex X-34 PortaStudio (550 $) est également disponible, offrant un enregistrement à quatre canaux sur une cassette compacte. Les principaux inconvénients de l'enregistrement sonore analogique sont le rapport signal/bruit insuffisant : 50...56 dB (non pondéré, sur bande IEC-1), ainsi que la baisse de la sortie de la bande magnétique et les distorsions non linéaires importantes lors de l'enregistrement à des fréquences. au-dessus de 6...8 kHz. Une augmentation du rapport signal/bruit de 10... 15 dB est assurée par différents systèmes de réduction de bruit par companding : Dolby A, B, C, dbx, Hicom, Super D, etc. Une alternative au companding est désormais devenue le utilisation d'algorithmes modernes de réduction du bruit informatique disponibles dans les éditeurs de son Sound Forge, Cool Edit, etc. Ces algorithmes utilisent la FFT et mettent en œuvre la réduction du bruit non pas dans deux à quatre bandes de fréquences, mais dans plusieurs centaines à des milliers (définis par l'utilisateur) avec détermination préalable de seuils de réduction de bruit dans chacune des bandes de fréquences. Ce traitement du phonogramme permet d'améliorer le rapport signal sur bruit de 15...20 dB et le rapport signal sur interférence régulière de 40...50 dB. Des tentatives pour améliorer l'enregistrement analogique haute fréquence avec magnétisation ont été faites de diverses manières. Cela inclut la limitation de la profondeur de la correction HF lors de l'enregistrement de signaux haute fréquence de haut niveau (appareils ADRS d'Akai et DYNEQ de Tandberg) et l'utilisation d'un biais dynamique. L'article de O. Zaitsev [1] est particulièrement intéressant, qui propose une combinaison des méthodes ci-dessus pour un magnétophone à bobine fonctionnant à une vitesse de bande de 9,53 cm/s. Cet article présente les principaux composants d'un magnétophone à cassettes à quatre canaux - un enregistreur pour enregistrer de la musique « live » à une vitesse de 4,76 cm/s. L'augmentation de la sortie de la bande magnétique et la réduction de la non-linéarité du trajet d'enregistrement aux hautes fréquences sont obtenues en adaptant la profondeur de correction haute fréquence dans l'amplificateur d'enregistrement (RA) et le courant de polarisation haute fréquence. Afin d'économiser de l'espace, l'article présente des schémas schématiques d'un seul canal d'enregistrement et de lecture (les autres sont identiques) et des circuits imprimés pour deux canaux, associés à l'utilisation du microcircuit K157UD2. La version à quatre canaux de l'enregistreur UV et ultrasonique nécessitera un double jeu de cartes de circuits imprimés. Le générateur d'effacement et de polarisation (EBG) fournit quatre canaux d'enregistrement. Pour réduire le courant de polarisation (lors de l'utilisation de bandes magnétiques IEC-1), la tension d'alimentation est généralement réduite. Cela entraîne une détérioration de l'effacement et une modification de la fréquence du GPS, ce qui entraîne une perturbation du fonctionnement des filtres de réjection des oscillations avec la fréquence de polarisation. Nous avons développé un GSP sur un résonateur à quartz (horloge) avec un multiplicateur de fréquence par trois (frcn = 98,3 kHz), fonctionnant à tension d'alimentation constante. Le modulateur de polarisation haute fréquence est réalisé sur la base d'un circuit oscillatoire parallèle à facteur de qualité variable. Les oscillations de l'oscillateur à quartz après division de fréquence appropriée sont également utilisées dans le bloc PLL numérique pour stabiliser la vitesse de rotation de l'arbre du moteur CVL, qui est utilisé comme moteur à courant continu à collecteur avec une génératrice tachymétrique (de l'enregistreur vidéo Electronics VM-12). Un schéma fonctionnel des principaux composants d'un magnétophone dans une version à deux canaux (stéréo) est présenté sur la Fig. 1.
Le bloc de têtes universelles BG1 est relié par le commutateur SA1 à un amplificateur de lecture deux voies ou à un amplificateur d'enregistrement. Les amplificateurs de lecture assurent une commutation électronique des constantes de temps de 120 et 70 μs (pour bande à base de Fe2 ou Cr03) et un blocage de la sortie dans tous les modes de fonctionnement du CVL, à l'exception de la lecture. Les modes de fonctionnement des blocs sont contrôlés par des niveaux de tension logiques de 02 et +0 V, fournis aux touches correspondantes. Afin de simplifier le schéma, le dispositif de commande et l'alimentation ne sont pas représentés. Leur structure dépend du type de CVL utilisé et des exigences du magnétophone. Un filtre passe-bas avec une fréquence de coupure de 20...22 kHz est installé à l'entrée du canal d'enregistrement. À partir de la sortie, le signal ultrasonore est fourni aux détecteurs d'amplitude AD1, AD2 et à travers le filtre plug LfSf, accordé sur la fréquence de polarisation haute fréquence (HFB), à la tête d'enregistrement. Le modulateur de tension VChP est connecté à la tête universelle via un condensateur d'accord Sp. La tension de sortie AD1 contrôle le modulateur Mod 1 VChP : avec une augmentation du niveau et de la fréquence des composantes haute fréquence dans le signal enregistré (7...20 kHz), la tension VChP à la sortie du modulateur diminue. La tension de la sortie d'AD2 est fournie à l'unité d'adaptation de profondeur de correction haute fréquence (lien LkCkRkVT1), qui réduit la profondeur de correction haute fréquence à mesure que le niveau d'enregistrement et la fréquence du signal augmentent. Le GSP est conçu comme un générateur à excitation externe et se compose d'un multiplicateur de fréquence par trois et d'un amplificateur de puissance dont la charge est la tête d'effacement BS1. L'entrée du multiplicateur reçoit des oscillations carrées d'une fréquence de 32,768 kHz provenant d'un oscillateur à quartz situé dans le bloc PLL numérique du moteur CVL. La tête d'effacement est incluse dans le circuit oscillant à la sortie du PA, à partir duquel la tension d'effacement est fournie aux modulateurs Mod 1 et Mod 2 des canaux d'enregistrement (dans la version quatre canaux et aux modulateurs des canaux 3, 4). Le bloc stabilisateur de vitesse pour le moteur d'entraînement, réalisé sur la base d'un PLL numérique, comprend un auto-oscillateur à quartz avec une fréquence de 32768 Hz, deux diviseurs de fréquence (FC), un détecteur de phase de fréquence PFD, un filtre PIF à intégration proportionnelle , un moteur collecteur à amplificateur DC UPC avec une génératrice tachymétrique TG et un amplificateur-limiteur UO. La stabilisation du régime moteur est effectuée grâce au retour des signaux du TG. La tension sinusoïdale de la sortie du moteur TG dans l'amplificateur limiteur est convertie en une séquence d'impulsions rectangulaires qui, après division par fréquence dans DC2, sont comparées en fréquence et en phase dans le PFD avec les impulsions d'un oscillateur à quartz traversé DC1. Le signal d'erreur de la sortie du circuit d'intégration proportionnelle est amplifié dans l'UPT et fourni au moteur électrique, en conséquence la vitesse de rotation de l'arbre change jusqu'à ce que la fréquence et la phase des séquences d'impulsions aux entrées du PFD coïncident. Cette construction du bloc permet d'obtenir une grande stabilité de la vitesse moyenne de la courroie (pas pire que ±0,05%) et d'assurer un coefficient minimum de fluctuations de la vitesse de rotation du cabestan, qui dépend uniquement de la fabrication. précision des pièces en rotation. Le diagramme schématique de l'amplificateur de reproduction (RA) est illustré à la Fig. 2. Le schéma d'un canal SW est décrit ici ; les autres chaînes sont disposées de la même manière. En mode lecture, le signal de la tête universelle BG1.1 via les contacts du connecteur X2 et du relais K1 est fourni à la base d'un amplificateur à faible bruit réalisé sur le transistor VT4. Les deux canaux sont communs à l'unité de commande de relais K1, K2, réalisée sur les transistors VT1 - VT3, un stabilisateur de tension paramétrique -2,2 V sur VD3, HL1, R12, C4 et des stabilisateurs de tension ±9,5 V de l'alimentation de l'ampli-op, réalisés respectivement sur les éléments VT5, VD5, R24 et VT8, VD4, R28.
Pour réduire le bruit basse fréquence, une connexion directe de la tête à la base du transistor de l'amplificateur faible bruit est utilisée. La stabilisation du courant d'émetteur VT4 est réalisée à l'aide d'une résistance R10 connectée à un stabilisateur - 2,2 V. La correction haute fréquence dans le HF est obtenue grâce à la résonance dans un circuit oscillant parallèle formé par l'inductance de la tête BG1.1 et le condensateur C1. Le circuit est réglé sur la fréquence limite supérieure du magnétophone 18...20 kHz, et la résistance R7 fournit le facteur de qualité requis. Le condensateur C3 réduit le niveau de bruit haute fréquence atteignant l'entrée de l'étage. La résistance R13 régule le gain de la cascade, modifiant la profondeur du retour à travers les éléments C6, R11, R13 pour définir le niveau nominal de la tension de sortie HC. Les éléments C2, R8 filtrent en outre la puissance dans le circuit collecteur VT4. À partir de la résistance R9, le signal amplifié via le condensateur C5, la résistance R14 est fourni à l'entrée non inverseuse de l'ampli opérationnel DA1.1. Le circuit oscillant en série C7L1 est accordé sur la fréquence de polarisation et est un filtre coupe-bande. Ce circuit est nécessaire au fonctionnement simultané de l'onde de choc et du canal d'enregistrement en mode doublage dans les magnétophones à deux CVL. Lors de l'utilisation d'un CVL, les éléments de contour ne sont pas installés. L'ampli-op DA1 est couvert par un retour de courant continu via la résistance R18. Pour le courant alternatif, l'OOS dépendant de la fréquence, qui forme la correction nécessaire de la réponse en fréquence, fonctionne via le diviseur R20R21 et le circuit R19C11R17R16C8. Le commutateur à transistor VT7 connecte le circuit R23C14, fournissant à la bande Fe203 un changement de la constante de temps du circuit de correction de 70 à 120 μs. Le condensateur C9 empêche l'excitation de l'amplificateur aux fréquences ultrasonores. Le signal de la broche 13 de l'ampli-op à travers les résistances R22, R25 (avec la clé fermée sur VT6) est envoyé à la sortie. Le transistor VT6 est ouvert dans tous les modes de fonctionnement du CVL, à l'exception du mode de lecture, et bloque le passage des interférences de commutation et autres bruits vers la sortie du magnétophone. Un diagramme schématique d'un canal d'enregistrement est représenté sur la fig. 3.
Le signal d'entrée à travers le condensateur C1 est fourni à la base de l'émetteur suiveur sur le transistor VT1 puis à un filtre passe-bas actif d'approximation de la réponse en fréquence de Zolotarev-Kauer [2], monté sur les éléments R4, R5, R7, C4 -C6 et VT2. La fréquence de coupure est choisie à 20 kHz, la pente de la réponse en fréquence dans la bande de suppression est d'environ 30 dB par octave. Le diviseur R1R2 fournit une tension basée sur VT1, à laquelle la tension de polarisation à l'entrée non inverseuse de l'ampli opérationnel DA1.1 est proche de zéro. Le filtre passe-bas supprime les composants ultrasoniques du signal d'entrée qui créent des battements audibles avec les vibrations GPS. De tels composants existent dans le signal aux sorties d'un tuner stéréo (sous forme d'oscillations de la fréquence sous-porteuse de 31,25 ou 38 kHz et de leurs harmoniques), ainsi que d'un lecteur de CD (sous forme d'impulsions de la fréquence d'échantillonnage de 44,1 kHz et de ses harmoniques). ). L'amplificateur d'enregistrement est assemblé sur un ampli opérationnel K157UD2 dont le circuit de rétroaction comprend des éléments de correction basse fréquence R10, R13, C10, C7, R8 et des éléments de correction adaptative haute fréquence C8, L1, R9, VT3. La profondeur de la correction RF est déterminée par la résistance totale de la résistance R9 et la résistance de sortie de l'étage transistor sur VT3. À des niveaux de signal d'entrée faibles, le transistor VT3 est proche de la saturation en raison du courant de base circulant à travers les résistances R12, R27 et R25. Le facteur de qualité du circuit C8L1 est maximum, la profondeur de correction HF atteint 14 dB. La sortie de l'amplificateur d'enregistrement (broche 13 DA1) est connectée via un filtre passe-bas R16C12, un condensateur d'isolement C17, une fiche de filtre de tension de polarisation C20L2, une résistance R31 qui stabilise le courant d'enregistrement, au connecteur X4, à partir duquel le signal est fourni au connecteur X1 (voir Fig. 2 ) puis via X2 à la tête universelle BG1. De plus, le diviseur de signal R17R21C13, fourni à l'indicateur de niveau d'enregistrement, ainsi que l'entrée du détecteur sur les éléments C15, VD1, R23, VT7, R26, C19, qui contrôle le modulateur de polarisation haute fréquence, et le circuit d'entrée C11, Les R14 de l'inverseur sur le transistor VT4 sont connectés à la sortie ultrasonore. La résistance R26 fournit la polarisation initiale de la diode VD1 et de la jonction émetteur-base VT7, augmentant ainsi la linéarité de la partie initiale de la caractéristique de détection. En l'absence de composants RF dans le signal d'entrée du détecteur, la tension à la borne supérieure du condensateur du détecteur C19 dans le circuit est de +1 V. Le détecteur, qui contrôle la profondeur de correction RF lors de l'enregistrement à travers le transistor VT3, est réalisé selon un circuit double onde sous la forme de deux détecteurs émetteurs C14R19VT5 et C16R22VT6 connectés en parallèle en sortie dont les entrées sont alimentées en antiphase tensions. La charge du détecteur est constituée des éléments R25 et C18. La résistance R24 limite le courant de décharge de pointe du condensateur C18. La résistance R27 crée la polarisation initiale des transitions émetteur-base des transistors VT5, VT6. La connexion parallèle de ces détecteurs double la fréquence d'ondulation de l'enveloppe et réduit la distorsion du signal contrôlé due à l'absence d'harmoniques paires. À mesure que le niveau et la fréquence du signal augmentent, la tension sur le condensateur C18 du détecteur passe de +0,9 V à -2 V, provoquant la fermeture du transistor VT3 et réduisant la profondeur de la correction RF. Le modulateur de tension de polarisation est réalisé sur la base d'un circuit oscillant parallèle C22L3R32 avec un facteur de qualité ajusté en modifiant la résistance moyenne des pertes du circuit par le transistor modulateur VT8. On sait qu'à la fréquence de résonance la résistance des éléments réactifs du circuit est Q fois (Q est le facteur de qualité du circuit) supérieure à la résistance série des pertes. Le rôle de résistance de perte est assuré par les éléments connectés en parallèle R32, VD2 et la résistance collecteur-émetteur du transistor VT8. Étant donné que le courant circulant dans la branche inductive du circuit est le même pour l'inductance et la résistance de perte équivalente, les chutes de tension aux bornes de ces éléments sont proportionnelles à leurs résistances. Ainsi, avec le facteur de qualité du circuit QE = 10 et l'amplitude de tension sur le circuit, par exemple 50 V, l'amplitude de tension à la résistance de perte ne sera que de 5 V, et un transistor basse tension de faible puissance peut être utilisé pour modifier le facteur de qualité du circuit. Pour empêcher l'ouverture aux alternances négatives de tension aux bornes de la résistance R32 de la jonction base-collecteur du transistor VT8, la diode VD2 est utilisée. Ainsi, la modification du facteur de qualité du circuit oscillant s'effectue en modifiant la résistance de sortie du modulateur du transistor VT8 lors d'alternances positives de la tension au niveau de son collecteur. On sait que la résistance de résonance équivalente d'un circuit parallèle (à f = fo) est calculée par la formule Rр = QеVL3/C22 et lorsque la valeur de Qe change, elle change également. Considérant que la tension du GPS est fournie au circuit décrit via le condensateur C23, nous obtenons un diviseur de tension dans lequel le rôle du bras inférieur est joué par un circuit oscillant parallèle L3C22 avec les éléments R32, VD2, VT8 à facteur de qualité variable. Cela module la tension de polarisation. À de faibles niveaux de composantes RF du signal à la sortie de l'amplificateur d'enregistrement, la tension +1 V au niveau de l'émetteur VT7 du détecteur sature le transistor VT28 à travers la résistance R8. Dans ce cas, la résistance de perte du circuit est minime et la tension de polarisation sur le circuit L3C22 est maximale. Grâce au condensateur C21, il entre dans le circuit de la tête universelle. À mesure que le niveau des composants HF et (ou) leur fréquence augmente, la tension à la borne supérieure du condensateur C19 dans le circuit diminue, la résistance de sortie du transistor VT8 augmente (avec des alternances de tension positives au collecteur). Dans ce cas, la résistance moyenne des pertes du circuit au cours de la période augmente et son facteur de qualité et sa résistance de résonance équivalente diminuent. En conséquence, la tension de polarisation sur le circuit L3C22 diminue. Les éléments R28, R29, R30 assurent la linéarité des caractéristiques de modulation du modulateur sur VT8 lorsque la tension sur le circuit diminue jusqu'à 1/3 du maximum. Les avantages du modulateur proposé sont une linéarité élevée du contrôle, un filtrage supplémentaire de la tension de polarisation, la simplicité, la possibilité de moduler la tension de polarisation avec une amplitude allant jusqu'à 100 V lors de l'utilisation de transistors basse tension et faible puissance (lк max<100 MA, Uке max<20...30 V), par exemple, KT315B . Les inconvénients incluent la présence de l'inductance L3 et la nécessité de régler le circuit L3C22 sur la fréquence GPS. Un diagramme schématique du générateur d'effacement et de polarisation est illustré à la fig. quatre.
Des ondes carrées avec un rapport cyclique de 2 et une fréquence de 32,768 kHz sont fournies via le circuit C1R1 depuis l'oscillateur à quartz du bloc PLL numérique du moteur principal jusqu'à l'entrée du circuit oscillant C2L1. Pour multiplier la fréquence, on utilise la troisième harmonique de tension en forme de « méandre », à la fréquence de laquelle le circuit est accordé. Les éléments R2, VD1, C3 assurent le mode de fonctionnement nécessaire des cascades GSP ultérieures et leur stabilisation en température. L'émetteur suiveur du transistor VT1 fait correspondre la résistance de résonance élevée du circuit multiplicateur L1C2 avec l'impédance d'entrée de l'amplificateur de puissance. Le GPS est allumé en appliquant une tension de +5 V au point de connexion des éléments R2, R3, C4. L'amplificateur de puissance GSP est constitué d'un émetteur suiveur sur le transistor VT2 et d'un amplificateur résonant sur VT3, réalisés selon un circuit émetteur commun avec inclusion incomplète du circuit oscillant C6C7L2BS1 dans le circuit collecteur. La résistance R4 est utilisée pour définir le mode de fonctionnement critique du générateur à un angle de coupure du courant du collecteur proche de 90 degrés. Le rôle de l'inductance du circuit oscillant est assuré par l'inductance L2 et la tête d'effacement BS1 dont l'inductance est d'environ 360 µH. Le condensateur C7 est utilisé pour affiner le circuit générateur à une fréquence de 98,3 kHz. La résistance R7 sert à mesurer le courant de l'émetteur (presque égal au courant du collecteur) et, étant un élément du circuit OOS, augmente légèrement la résistance d'entrée de l'étage final et stabilise en outre son mode. Les éléments C8, L3, C9 forment un filtre d'oscillation avec la fréquence GPS le long du circuit de puissance. Le commutateur SA1 avec la résistance R8 modifie la tension (et le courant) d'effacement et de polarisation pour différents types de bandes - avec des niveaux de polarisation normaux (« Fe203 ») et élevés (« Cr02 »). En enclenchant incomplètement le circuit oscillant (facteur de commutation p = 0,22), une oscillation de tension sur le condensateur C6 d'au moins 85 V est obtenue avec une tension d'alimentation sur le condensateur C8 de 12 V (pour une bande avec un niveau de magnétisation normal, interrupteur SA1 est ouvert) et environ 110 V avec contacts fermés. Si nécessaire, cette tension peut être augmentée en réduisant l'inductance de l'inductance L2. La tension des condensateurs C6, C7 du circuit est fournie aux modulateurs de tension de polarisation qui font partie des canaux d'enregistrement (voir Fig. 1 et 3). Schéma de principe du bloc PLL numérique Le moteur principal du CVL est représenté sur la Fig. 5. Il est réalisé conformément au schéma fonctionnel (voir Fig. 1). Sur les transistors VT1, VT2 et un résonateur « horloge » à quartz ZQ1 (FKB = 32768 Hz), un générateur de fréquence de référence est réalisé, dont les oscillations de la résistance R7 sont fournies à l'unité GPS et à l'entrée du diviseur de fréquence DC1 (entrée CN1DD1). Il est réalisé sur des microcircuits numériques DD1, DD2 et un élément « ET » sur les diodes VD1-VD4, qui fixent le rapport de division, ainsi que sur les éléments R14, R15, C9.
Car le coefficient de division de fréquence N1 indiqué sur le schéma de connexion des diodes est 202. Lorsque le contenu du compteur sur DD1 atteint la valeur 202 = 2+8+64+128, un « 12 » logique apparaîtra aux broches 14, 5, 6, 1 du microcircuit DD1, les diodes VD1- VD4 se fermeront et l'impulsion de réinitialisation à travers le circuit intégrateur R14C9 réinitialisera les compteurs DD1, DD2.1 de l'entrée R à leur état d'origine. En installant des diodes supplémentaires aux sorties DD1, DD2, toute valeur du coefficient N1 de 2 à 511 peut être saisie à l'aide d'un code binaire. Des impulsions avec une fréquence de comparaison de 32768/202 = 162,2 Hz de la broche 11 de DD2 sont fournies à l'entrée C du premier déclencheur de la puce DD3, sur laquelle le détecteur de phase de fréquence est assemblé. La deuxième entrée du FD est l'entrée C du déclencheur inférieur du même circuit DD3, qui reçoit les impulsions du deuxième diviseur de fréquence FD2, réalisées sur l'autre moitié du compteur DD2 (sortie - broche 5 du DD2). Le coefficient de division de fréquence est choisi N2 = 8. L'entrée de DC2 (broche 1 de DD2) reçoit des impulsions de la sortie d'un amplificateur limiteur monté sur les transistors VT3, VT4. A l'entrée de l'unité de commande se trouve une tension sinusoïdale provenant de la génératrice tachymétrique du moteur électrique DPLT, dont la fréquence est liée au régime moteur par le rapport ftg = 38fdv. Lorsque la PLL fonctionne en mode capture, les fréquences des séquences d'impulsions aux entrées du PFD sont égales, c'est-à-dire fqv/N1 = ftrg/N2 = 38fmoteur/N2 = 162 Hz. Les entrées de réinitialisation R DD3 reçoivent des impulsions des sorties directes des déclencheurs via l'élément « ET » sur les diodes VD5 et VD6. La sortie inverse du déclencheur supérieur (broche 2) est connectée via un diviseur de résistance R20R21 à l'entrée du commutateur sur VT8, et la sortie directe du déclencheur inférieur (broche 13) via le diviseur R22R23 est connectée à l'entrée du Allumez le VT9. La tension de sortie du PFD à partir du point de connexion des résistances de limitation de courant R24, R25 est fournie au filtre intégrateur proportionnel R26C14R29C15, à partir de la sortie duquel la tension lissée via deux émetteurs suiveurs (VT10, VT5) est fournie à une alimentation. amplificateur utilisant les transistors VT6, VT7. La charge VT6 est un moteur à courant continu à collecteur de type DPLT avec générateur tachymétrique, utilisé dans l'enregistreur vidéo Elektronika VM-12. Le transistor VT7 avec la résistance R19 amortit le moteur et réduit le temps des processus transitoires, selfs L1, L2 ainsi que les condensateurs C12. C13 réduit le bruit de commutation du collecteur. La construction décrite du bloc PLL vous permet de modifier la vitesse de rotation de l'arbre du moteur exactement deux fois en commutant simplement les broches DD2. Ainsi, lors de la connexion de la broche 11 du DD3 à la broche 4 du DD2, la vitesse de rotation (et la vitesse de la courroie) est réduite de moitié, et lors de l'utilisation de la broche 6 du DD2, la vitesse de rotation du moteur CVL est doublée. Présentons la méthode de calcul du coefficient de division N1 à l'aide de l'exemple du LPM du magnétophone Mayak M-249S-1. Données initiales : diamètre du cabestan dT = 3 mm, diamètre du volant dM = 91,2 mm, diamètre de la poulie moteur dsh = 13,5 mm, vitesse de la courroie \/l = 47,625 mm/s. Pour le cas de non glissement de la courroie, on a obtenu une formule de calcul qui relie les paramètres ci-dessus :
On arrondit la valeur obtenue à l'entier le plus proche N1 = 202, tandis que la vitesse de rotation du moteur sera supérieure à la vitesse nominale de (202,084/202 -1) · 100 % = 0,041 %, ce qui est tout à fait acceptable. Les fréquences d'oscillation en différents points du bloc PLL sont les suivantes : fkv = 32768 Hz, ftg = N2fkv/N1 = 1297,7 Hz, fav = fkv/N1 = 162,2 Hz, fdv = ftg /38 = 34,151 Hz, p = f 60 = 2049 tr/min. Pour n = 2049 tr/min, la tension alimentant le moteur DPLT au ralenti est Umot = 5,6...5,8 V. Le calcul du coefficient N1 peut être effectué pour d'autres paramètres du CVL, et la valeur trouvée de N1 est ensuite saisie en code binaire à l'aide de diodes aux sorties des compteurs DD1 et DD2 (voir Fig. 5, désignations des coefficients dans DD1 et DD2). Construction et détails. Les blocs enregistreurs de cassettes sont fabriqués sur des circuits imprimés en feuille stratifiée de fibre de verre simple face d'une épaisseur de 1,5 mm. En figue. 6 montre la carte des canaux d'enregistrement,
En figue. 7 - Carte GSP (cliquez pour agrandir),
En figue. 8 - carte de canal de lecture,
En figue. 9 - Carte de bloc PLL numérique du moteur LPM (cliquez pour agrandir).
En raison de la densité d'installation élevée et de la disposition unilatérale des conducteurs imprimés, certaines connexions (principalement le circuit d'alimentation) sont réalisées avec des cavaliers soudés sur le côté des conducteurs imprimés. Les blocs utilisent des résistances permanentes MLT-0,125, des résistances de réglage SPZ-1 (canal de lecture), SP5-16 (GSP). L'écart par rapport aux valeurs nominales de la plupart des éléments indiqués sur le diagramme ne doit pas dépasser ± 10 %. Pour les résistances R17, R19, R20, R21, R23 dans les canaux de lecture, ainsi que R4, R5, R7 dans les canaux d'enregistrement, l'écart n'est pas supérieur à ± 5 %. Les résistances sur le circuit imprimé du chemin d'enregistrement sont installées perpendiculairement et les résistances sans fil R24 (R24') sont placées sur le côté des conducteurs imprimés. Condensateurs de filtres et circuits de correction C11, C14 (dans les canaux de lecture) et C4, C6, C8 (dans les canaux d'enregistrement) - série K73-17 avec un écart ne dépassant pas ± 5 %. Les condensateurs C6 (K31 -10), C7 dans le GSP et C20-C22 dans les canaux d'enregistrement doivent avoir une tension de fonctionnement d'au moins 100 V. Condensateurs à oxyde - K50-16 ou K50-35, condensateur C14 dans le bloc PLL - K53 -4, le reste - de la série KTM, KM. Les inducteurs L2 dans les canaux d'enregistrement, ainsi que L1 dans le GSP, contiennent chacun 80 tours de fil PELSHO 0,12 et sont placés dans des noyaux magnétiques blindés en ferrite OB-14 dont les coupelles sont collées avec un espace formé par deux couches de traçage papier. Les bobines L1 dans les canaux de lecture ont 185 tours chacune, et L1 dans les canaux d'enregistrement ont 130 tours du même fil et sont placées dans les mêmes circuits magnétiques. Les bobines L3 dans les canaux d'enregistrement sont placées dans le circuit magnétique OB-19 et contiennent 80 tours de fil PELSHO 0,22. Les coupelles du circuit magnétique sont collées avec un écart similaire. Avant de coller les bobines, il convient de mesurer leur inductance (à des fréquences correspondant aux fréquences de fonctionnement) et, si nécessaire, d'ajuster le nombre de tours. Des selfs DPM-2 ont été utilisées comme L3, des inductances de type L0,1 (GSP) et DM-1 ont été utilisées comme L0,6 (dans le bloc PLL). Les bobines de filtre L2 (bloc PLL) sont enroulées sur un anneau de ferrite K16x10x4,5 grade 2000NM avec du fil PELSHO 0,22 plié en deux et contiennent 2x80 tours. L'ampleur de cette inductance n'est pas critique. Les éléments filtrants C12, L2, C13 (bloc PLL) sont placés à proximité du moteur sur un petit circuit imprimé. Les transistors KT3102E (VT4 dans les canaux d'enregistrement) peuvent être remplacés par KT3102D, de préférence dans des boîtiers métalliques. D'autres transistors peuvent être utilisés avec d'autres indices de lettres. Au lieu des diodes de la série KD522, des diodes KD521A sont utilisées et au lieu des microcircuits de la série K561 - KR1561. Comme tête universelle dans la version à deux canaux (stéréo), un ZD24.12002 a été utilisé, dans une version à quatre canaux - une unité à quatre pistes 7N10S (BB45), une tête d'effacement de type ZS12.4210 du magnétophone Mayak . En raison de l'absence de têtes d'effacement sur toute la largeur (3,81 mm) de la bande, l'enregistrement à quatre canaux doit être effectué sur une cassette compacte préalablement démagnétisée (par exemple par une self). Les relais RES-1 ont été utilisés comme interrupteurs K2, K49. La fabrication et l'installation de composants pour magnétophones sont bien entendu possibles pour les radioamateurs formés et disposant d'instruments de mesure : un générateur d'oscillations basse fréquence (avec une fréquence de 20 Hz...200 kHz), un oscilloscope électronique avec une gamme de fréquences de 0...1 MHz, un millivoltmètre (avec une limite de 1 mV. ..1 V) et un fréquencemètre électronique (plage de fréquence 20 Hz... 200 kHz). Établissement commencez par le bloc PLL numérique du moteur CVL principal. Le filtre C12L2C13 et le circuit collecteur du moteur électrique sont connectés au bloc assemblé. L'enroulement du générateur tachymétrique est connecté avec une borne au fil commun et l'autre à la borne gauche du condensateur C13 selon le schéma. La résistance R27 est temporairement dessoudée et la résistance R26 est remplacée par une résistance variable avec une résistance maximale de 300...500 kOhm. L'appareil est alimenté par une tension d'alimentation de +15 V. A l'aide d'un oscilloscope, vérifier la présence d'oscillations de l'oscillateur à quartz (sur le collecteur VT2). S'ils sont absents, réduisez la résistance de la résistance R2 jusqu'à obtenir des oscillations stables. S'il n'y a pas d'oscillations lorsque la résistance est proche de zéro, remplacez le résonateur à quartz. Un fréquencemètre est utilisé pour vérifier la fréquence d'oscillation, qui doit être comprise entre 32768 ± 20 Hz. A l'aide d'un oscilloscope et d'un fréquencemètre, vérifier la présence d'impulsions rectangulaires et leur fréquence en sortie du premier diviseur de fréquence (broche 3 du DD3). L'amplitude de l'impulsion est d'environ 10 V, la fréquence est de 162,2 ± 0,1 Hz. En réduisant la résistance de la résistance variable incluse au lieu de R26, la tension sur le moteur est augmentée à 5,6...5,8 V. Il est conseillé d'installer le moteur dans le LPM et de mettre une courroie sur sa poulie. Le réglage initial s'effectue avec le CVL au ralenti (la cassette n'est pas insérée, le galet presseur ne touche pas le cabestan). Un oscilloscope permet de vérifier à la sortie du générateur tachymétrique la présence d'oscillations sinusoïdales d'une oscillation d'environ 0,5 V et d'impulsions rectangulaires d'une amplitude de 9...10 V sur le collecteur VT4. En ajustant la résistance variable, un taux de répétition des impulsions de 1298 Hz est obtenu, tandis qu'à la sortie du deuxième diviseur de fréquence (broche 5 du DD2), la fréquence d'impulsion doit être égale à 162,2 Hz. Coupez ensuite l'alimentation de l'appareil, dessoudez la résistance variable, mesurez sa résistance avec un appareil numérique et soudez une résistance constante de la valeur la plus proche à la place de R26. Installez la résistance R27 précédemment retirée et mettez sous tension. Le moteur électrique doit avoir une vitesse de rotation de l'arbre de 2049 tr/min, tandis que la fréquence d'impulsion aux broches 3 et 11 du DD3 doit être égale à 162,2 Hz, ce qui ne change pas lorsque le volant est freiné avec le doigt. Avec une charge croissante, la tension sur le moteur et la consommation de courant ne doivent augmenter que de 60...70 mA (au ralenti) à 300...350 mA tout en maintenant la vitesse de rotation donnée. Le réglage final du bloc s'effectue en reproduisant l'enregistrement du ruban à mesurer (partie « D »). La fréquence du signal à la sortie du canal de lecture doit être comprise entre 3150 20 ± 0,6 Hz (± 1 %). Si la valeur de fréquence obtenue ne correspond pas à la valeur nominale, un nouveau facteur de division N doit être calculé, réglé à l'aide des diodes VD5 - VDXNUMX et mesurez à nouveau la fréquence du signal à partir du ruban à mesurer. Réglage GPS produits dans l’ordre suivant. L'interrupteur SA1 est ouvert. La base du transistor VT2 est connectée au fil commun via un condensateur d'une capacité de 0,01 μF et la résistance maximale de la résistance variable R4 est réglée. Un générateur de mesure est connecté à l'entrée du bloc, sur lequel la valeur de tension efficace est réglée sur 1 V et la fréquence est de 98,304 kHz (surveillée avec un fréquencemètre). Connectez l'entrée Y de l'oscilloscope à l'émetteur du transistor VT1. Le mode d'enregistrement est activé en appliquant une tension d'alimentation et de commande, et à l'aide du coupe-bobine L1, le circuit L1C2 est réglé sur la résonance (en fonction de l'oscillation maximale du signal). S'il est impossible de régler le circuit à l'aide d'un trimmer, vous pouvez modifier la capacité du condensateur C2. Une fois le réglage terminé, assurez-vous qu'il est correct en ajustant la fréquence du générateur. L'oscillation du signal au niveau de l'émetteur de VT1 devrait diminuer à la fois avec une fréquence croissante et décroissante. Le coupe-bobine L1 est fixé avec de la colle chaude. Ensuite, déconnectez la sortie du condensateur de 0,01 μF du fil commun et connectez-la à la sortie du générateur de mesure, sur laquelle l'oscillation du signal n'est pas réglée à plus de 0,5 V. Connectez la tête d'effacement au bloc et retirez le condensateur C7. à partir du bloc. Un oscilloscope utilisant un diviseur 1:10 (capacité d'entrée - pas plus de 15 pF) est connecté à la sortie du GSP. Mettez sous tension +15 V et la tension de commande +5 V. En changeant la fréquence du générateur, déterminez la fréquence f( de la résonance du circuit C6L2BS1 (à la tension maximale dont l'oscillation doit être de 30.. La valeur de f60 doit être supérieure à la valeur nominale f1 = 0 kHz. La capacité du condensateur supplémentaire C98,304 est calculée selon la formule C7 = C7 (f6/f12 -12) et est installée dans le GSP. En modifiant la fréquence du générateur, assurez-vous que le circuit C6C7L2BS1 est réglé avec précision sur une fréquence de 98,3 ± 0,5 kHz. Après avoir coupé l'alimentation, connectez l'entrée GSP à la sortie de l'oscillateur à quartz du bloc PLL (résistance R7). Allumez le bloc PLL et la tension d'alimentation du GSP +15 V. L'oscilloscope est connecté à la sortie du GSP. En réduisant la résistance de la résistance R4, on obtient une oscillation du signal à la sortie du GSP d'au moins 80 V. La forme des impulsions de courant du collecteur VT3 (sur la résistance R7) est proche du cosinus : l'amplitude du courant n'est pas supérieure à 0,15 A et l'angle de coupure est de 70...80 degrés. L'oscillation de tension sur la tête d'effacement doit être d'au moins 70 V lorsque la tension d'alimentation sur le condensateur C8 est d'environ +12 V. La forme de la tension d'effacement peut différer d'une forme sinusoïdale. Réglage du chemin de lecture (décrit dans une version à deux canaux) consiste à régler l'angle d'inclinaison de l'écart de travail de la tête universelle, le niveau nominal du signal de sortie, à vérifier le déphasage des canaux et à régler la correction RF. Une tête universelle est connectée au connecteur X2 de la carte du canal de lecture, et un millivoltmètre et un oscilloscope sont connectés au connecteur X1,2 (broches 5). Appliquez une tension de +1 V aux résistances R27 et R15. Allumez la tension d'alimentation +15 V et -5 V. Une cassette avec une bande magnétique de mesure (partie « H ») est installée dans le LPM du magnétophone et la course de travail est activée. La position du GU à l'aide de la vis de réglage est réglée sur la sortie maximale à des fréquences de 14... 0 kHz. Les auteurs ont déterminé le niveau nominal du signal de sortie 550 dB (valeur efficace 1 mV) en lisant un enregistrement auxiliaire d'un signal d'une fréquence de 45 kHz, réalisé sur un magnétophone SONYTC-K4. Ce magnétophone a été réglé en usine à l'aide de la bande de test SONY P-81-L-333 (0 Hz, 3 dB) [550]. La tension nominale de 333 mV à une fréquence de 400 (13) Hz, lorsqu'elle est ajustée à l'aide d'un ruban à mesurer, est réglée avec la résistance R2, d'abord dans le premier canal (broche 1 HZ), puis dans le second (broche XNUMX HZ). La mise en phase des voies est vérifiée sur un signal 1 kHz (partie « U ») en connectant les broches 1 et 2 du connecteur XZ. Avec un phasage correct des canaux, la tension de sortie ne changera pas ou ne diminuera pas légèrement (pas plus de 1 ... 2 dB), si elle est incorrecte, elle sera proche de zéro. Dans ce dernier cas, vous devez intervertir les broches d'une des têtes (BG1.1 ou BG1.2). La correction HF est ajustée individuellement dans chaque canal en sélectionnant le condensateur C1 en fonction de l'irrégularité minimale de la réponse en fréquence dans la région de 5... 14 kHz lors de la lecture des paquets de fréquence (partie « H ») de la cassette de mesure. À une fréquence de 10 kHz, la baisse de la réponse en fréquence ne doit pas dépasser 3 dB. Enfin, le blocage du canal est vérifié en appliquant une tension de +5 V à l'anode de la diode VD6 et en commutant la constante de temps de 70/120 µs en coupant temporairement la tension +5 V de la résistance R27. à établissement d'un chemin d'enregistrement Tout d'abord, vérifiez la fréquence de coupure du filtre passe-bas, réglez la fréquence des circuits de correction HF sur 18 kHz, ajustez les filtres enfichables L2C20 (voir Fig. 3) à la fréquence de polarisation et ajustez les circuits L3C22 du haut- modulateur de fréquence. Ensuite, le courant de polarisation optimal et les limites de son adaptation sont établis, ainsi que le niveau d'enregistrement nominal et le courant d'enregistrement. Le niveau d'entrée maximum est la valeur efficace de la tension d'entrée des voies d'enregistrement, égale à 110 mV. Ce niveau correspond à 0 dB des caractéristiques du canal d'enregistrement ci-dessous. Pour configurer, un générateur de mesure est connecté aux entrées des voies d'enregistrement et sa tension de sortie est réglée à 110 mV. Mettez sous tension et vérifiez la fréquence de coupure des filtres passe-bas d'entrée (aux broches 2 et 6 de la puce DA1) à un niveau de -3 dB, elle devrait être de 20...22 kHz. L'atténuation dans le filtre passe-bas à une fréquence de 44,1 kHz doit être d'au moins 36 dB. La composante continue de la tension à la sortie DA1 (broches 13, 9) ne doit pas dépasser ±0,5 V, sinon la résistance R2 doit être sélectionnée. Ensuite, la tension du générateur est réduite de 20 dB (à 11 mV) et la fréquence d'augmentation maximale de la réponse en fréquence est déterminée (broches 13, 9 DA1), qui devrait être de 17... 18 kHz. Si la fréquence ne correspond pas à cette valeur, sélectionnez la capacité du condensateur C8. En commutant la fréquence du générateur entre 1 et 18 kHz tout en maintenant le niveau d'entrée de 11 mV, la profondeur de correction est déterminée, qui doit être comprise entre 14 ± 1 dB. En figue. La figure 10 montre la famille de réponse en fréquence du canal d'enregistrement, mesurée à différents niveaux de signal d'entrée (de 0 à -24 dB). Grâce à l'action du circuit d'autorégulation, la profondeur de correction des hautes fréquences diminue à 2 dB avec l'augmentation du niveau du signal d'entrée, ce qui évite la surcharge de la bande aux hautes fréquences. Il n'est pas nécessaire de mesurer toutes ces caractéristiques en raison de la grande complexité du processus de mesure point par point. Nous avons mesuré ces caractéristiques automatiquement à l'aide d'un PC, qui sera décrit plus en détail ci-dessous. Il suffit de mesurer les valeurs de tension efficaces aux broches 13 et 9 à des fréquences de 1 et 10 kHz. Ils doivent être respectivement de 1,2 et 1,6 V, avec une tension d'entrée de 110 mV.
Vérifier la réponse en fréquence du détecteur d'adaptation VChP, réalisée sur les éléments C15, VD1, R23, VT7, R26, C19. Une tension de 110 mV avec une fréquence de 400 Hz est appliquée à l'entrée du canal d'enregistrement. Mesurez la tension continue au niveau de l'émetteur du VT7, qui doit correspondre à 1 V. Augmentez la fréquence du signal d'entrée à 7,9 kHz, la tension au niveau de l'émetteur du VT7 doit devenir proche de zéro. Avec une nouvelle augmentation de la fréquence (jusqu'à 16...20 kHz), la tension chute à -1,2...-1,6 V. Si les résultats de mesure ne correspondent pas aux données fournies, la valeur du condensateur C15 doit être sélectionnée dans la plage de 390 à 910 pF. Ensuite, les sorties GSP vers les modulateurs sont temporairement connectées aux broches 1, 2 du connecteur X4 de la carte d'enregistrement. Les condensateurs C21, C21' sont soudés. Mettez sous tension le tableau d’enregistrement et le GPS. Les fiches du filtre L2C20 sont ajustées à la tension VChP minimale sur le condensateur C12 (swing 1...2 V). Après avoir coupé l'alimentation du GSP et de la carte d'enregistrement, commutez les sorties du GSP vers la droite (selon le schéma) des plaques des condensateurs C23, C23." Réglez les condensateurs C21, C2G avec une valeur nominale de 75 pF et la tension à la sortie du générateur de mesure est égale à zéro. Après avoir mis les blocs sous tension, connectez un oscilloscope au condensateur C22 via un diviseur 1:10 et réglez le circuit L3C22 sur une fréquence de 98,3 kHz à la tension maximale, à l'aide du trimmer L3. S'il est impossible d'accorder la résonance, vous devez sélectionner le condensateur C22. Avec un réglage fin, l'oscillation de tension sur le condensateur C22 est de 80... 100 V. Ensuite, réglez la fréquence du générateur de mesure sur 16 kHz et augmentez progressivement sa tension de sortie de 0 à 110 mV. L'oscillation de tension sur le condensateur C22 doit diminuer jusqu'à 30...40 V. Une opération importante consiste à définir le courant de polarisation optimal sur les petits signaux. Réglez la tension du générateur sur 11 mV et enregistrez alternativement des oscillations avec des fréquences de 1 et 10 kHz dans l'un des canaux pour différentes capacités du condensateur C21 (22...110 pF). Lisez l'enregistrement et notez l'option dans laquelle les tensions avec des fréquences de 1 et 10 kHz sont les mêmes. La valeur de C21 correspondant à cette option est optimale. La procédure est répétée pour l'autre canal. L'opération finale consiste à régler la sensibilité de l'indicateur de niveau d'enregistrement et à régler le courant d'enregistrement nominal. Un signal est enregistré avec une fréquence de 1 kHz et une valeur efficace à l'entrée de 110 mV pour différentes valeurs de la résistance R31. Dans le même temps, la borne supérieure de la résistance R21 est connectée à l'entrée de l'enregistreur (de préférence en crête). En sélectionnant la résistance R21, nous obtenons une lecture du compteur de 0 dB. Pendant la lecture, on note une option d'enregistrement qui fournit une tension de 550 mV à la sortie du canal de lecture. La valeur de la résistance R31 correspondant à cette option est optimale. La réponse en fréquence de bout en bout du magnétophone est mesurée dans la plage de 20...20000 0 Hz pour différents niveaux d'enregistrement : 6, -12, -18, -1.2 dB. Pour mesurer la réponse en fréquence finale de bout en bout du magnétophone, nous avons utilisé la technique suivante : la génération des signaux de test, leur enregistrement et leur traitement ont été effectués sur un PC. Le signal de test a été généré dans le programme Cool Edit Pro XNUMX. Le signal de test se composait de trois parties : les deux premières parties étaient des signaux tonals d'une durée de 1,5 avec une fréquence de 1 kHz et des niveaux de O et -5 dB, respectivement. La troisième partie est un signal d'une durée de 30 s avec une fréquence variant selon une loi exponentielle dans la plage de 20...20000 30 Hz. Pour générer un signal avec une fréquence variant selon une loi exponentielle, la commande Générer des tonalités a été utilisée avec les paramètres suivants : Durée 20 secondes, Paramètres initiaux 20000 Hz, Paramètres finaux XNUMX Hz, Log Sweep, Flavor Sine. Deux impulsions sonores de niveaux différents sont destinées à calibrer le programme pour visualiser les caractéristiques finales. Pour prendre en compte la réponse en fréquence inégale des cartes son utilisées, le signal de test a été corrigé à l'aide d'un égaliseur graphique 30 bandes dans le programme Cool Edit Pro. Le signal de test a été émis depuis le PC via une carte son Creative SB 128. Le signal de test enregistré sur une bande magnétique a été entré dans le PC pendant la lecture à l'aide d'une carte son YAMAHA YS-724. L'irrégularité de la réponse en fréquence des appareils d'entrée-sortie (sans magnétophone), mesurée dans la gamme de fréquences 20...20000 0,5 Hz, n'a pas dépassé ±XNUMX dB (après correction de la réponse en fréquence des cartes son dans le signal de test ). Ensuite, le fichier enregistré a été traité pour déterminer l'enveloppe du signal et enregistrer les résultats de mesure dans les coordonnées habituelles le long des deux axes. À cet effet, un programme de visualisation des résultats des mesures de réponse en fréquence a été écrit en Delphi. Un schéma fonctionnel simplifié de l'algorithme de fonctionnement du programme est présenté sur la Fig. onze.
L'enveloppe du signal de test a été calculée à l'aide de la méthode de la moyenne mobile. Pour ce faire, les actions suivantes ont été effectuées sur le signal de test : le module a été calculé, puis les points de la réponse en fréquence résultante ont été calculés en faisant la moyenne des données sur un intervalle de temps donné. Le temps de moyenne de l'enveloppe change rapidement entre 0,1 et 2 s. Les valeurs typiques des intervalles de temps étaient de 0,1...0,4 s. Le programme dispose d'une interface graphique simple, qui offre la possibilité de mettre à l'échelle arbitrairement la réponse en fréquence de sortie le long des deux axes de coordonnées et d'enregistrer les résultats des calculs à la fois au format graphique et sous la forme d'un tableau. Ce programme fonctionne également avec des signaux de test sous forme de segments de bruit à bande étroite (1/3 et 1/6 d'octave), connectés sans coupure de phase et couvrant la plage de 20...20000 XNUMX Hz. Ces signaux ont été utilisés pour mesurer la réponse en fréquence des systèmes acoustiques et des microphones par pression acoustique. En figue. 12-15 montrent les caractéristiques amplitude-fréquence du canal d'enregistrement-lecture pour les cas suivants : - méthode d'enregistrement standard (avec correction haute fréquence et courant de polarisation fixes) - fig. 12 ;
- méthode d'enregistrement avec correction adaptative haute fréquence (courant de polarisation fixe) - fig. 13 ;
- méthode d'enregistrement avec adaptation de biais (profondeur fixe de correction haute fréquence) - fig. 14 ;
- enregistrement avec adaptation de la correction haute fréquence et du biais - fig. quinze
La désactivation de l'adaptation de correction haute fréquence se fait en connectant le collecteur VT3 au fil commun, la désactivation de l'adaptation de correction haute fréquence se fait en dessoudant l'une des bornes du condensateur C15 de la carte. Les mesures des paramètres du trajet d'enregistrement-lecture ont été effectuées à l'aide d'une bande IEC-1 de type BASF Fe 1. La fréquence limite supérieure de la réponse en fréquence de bout en bout avec la méthode d'enregistrement standard avec un niveau de signal de 0 dB est seulement 8 kHz (avec une baisse de 3 dB), la sortie à une fréquence de 15 kHz tombe en dessous de -24 dB. Dans la gamme de fréquences 15,6. ..18 kHz il y a une harmonique provoquée par le battement de la 5ème harmonique du signal enregistré et la fréquence de polarisation, avec un niveau de -16,5 dB (15%). L'ondulation de la réponse en fréquence dans la gamme de fréquences 20...160 Hz (appelée « serpent ») s'explique par la commensurabilité de la longueur d'onde d'enregistrement avec les dimensions de la surface de travail de la tête utilisée [4]. Puisque la forme de la réponse en fréquence au-dessous d'une fréquence de 3 kHz est pratiquement indépendante du niveau d'enregistrement, les graphiques de la Fig. 13-15 sont donnés dans la plage 2,5...20 kHz. La comparaison des méthodes d'enregistrement peut être faite selon différents critères : nous avons sélectionné le niveau de sortie de la bande magnétique dans le canal de bout en bout aux fréquences de 10 et 15 kHz. Dans le tableau La figure 1 montre les niveaux en dB pour les quatre méthodes étudiées.
A une fréquence de 10 kHz, l'adaptation de la seule correction haute fréquence est préférable à l'adaptation de la correction haute fréquence, cependant, à une fréquence de 15 kHz, ces méthodes d'adaptation (individuellement) donnent le même résultat (retour -16,5 dB) . L'utilisation combinée de l'adaptation de correction HF et HF à une fréquence de 15 kHz permet un retour de -6 dB, soit 10,5 dB de plus (!) qu'en utilisant ces méthodes séparément. Pour évaluer la non-linéarité du magnétophone, la méthode des différences de tonalité du troisième ordre a été utilisée [4]. Le signal de mesure a été généré à l'aide du programme Cool Edit Pro 1.2 sous la forme d'une somme de deux oscillations harmoniques : l'une d'amplitude A et de fréquence f1, l'autre d'amplitude A/2 et de fréquence f2, avec f2 = 2f1 - 500. Le Le produit de la non-linéarité du trajet d'enregistrement magnétique (qui, en plus de la partie électronique, comprend également une tête universelle et une bande magnétique) sous la forme d'une combinaison de différence de tonalité avec une fréquence de 500 Hz a été mesuré par un analyseur de spectre à la sortie du canal de lecture gauche. Pour ce faire, le signal a été entré dans l'ordinateur et analysé par le programme Audio Tester 1.4 (mode analyseur de spectre). La courbe de capacité de charge a été mesurée en faisant varier les fréquences du signal de test et en maintenant un niveau de tonalité de différence constant. Ce dernier a été choisi à 2,5% (-32 dB) du niveau de sortie nominal (550 mV). Naturellement, à mesure que les fréquences f1, f2 du signal de test augmentent, les amplitudes de ses composantes (A et A/2) diminuent. Les résultats des mesures sont donnés dans le tableau. 2, qui montre les fréquences des composants et l'oscillation du signal de test à la sortie de l'amplificateur d'enregistrement (en volts et dB par rapport à l'oscillation nominale de 3,4 V).
Dans [4] on note que pour les « bons » canaux d'enregistrement-lecture, la baisse de la courbe ne dépasse pas 15 dB à une vitesse de bande de 19 cm/s à la fréquence la plus élevée de la gamme. L'utilisation de l'adaptation du biais et de la profondeur de correction HF lors de l'enregistrement a permis d'obtenir cette baisse de seulement 3,2 dB à une vitesse de bande de 4,76 cm/s (!). Il convient de noter que cet article décrit un magnétophone avec une régulation plus profonde du courant de polarisation (jusqu'à 10 dB) que dans les systèmes connus de polarisation dynamique (4...6 dB) et de régulation dynamique (2,6 dB) [1] . Une évaluation subjective de la qualité sonore des phonogrammes enregistrés sur ce magnétophone à partir de CD a montré une capacité de surcharge élevée du trajet. Les niveaux d'enregistrement maximum mesurés à l'aide de l'indicateur de crête (τint = 1 ms, τotp = 350 ms) ont atteint +6 dB sans distorsion audible. L'enregistrement utilisait des pistes d'accompagnement avec des rythmes nets, des cymbales et une ligne de basse puissante. Le phonogramme enregistré a des « basses » non déformées, ne perd pas de luminosité et de richesse, ne différant de l'original que par l'apparition d'un léger bruit de bande (rapport signal/bruit non pondéré 52...54 dB) dans les pauses. Pour supprimer le bruit des phonogrammes à quatre canaux réalisés sur un magnétophone, le programme Cool Edit Pro a été utilisé après les avoir introduits dans l'ordinateur. La réduction du bruit dans chaque canal s'effectue en deux étapes : dans la première, le « profil de bruit » est déterminé comme information statistique nécessaire pour optimiser le fonctionnement du suppresseur de bruit ; lors de la deuxième étape, la suppression réelle des composantes de bruit dans le phonogramme traité a lieu. Les paramètres typiques pour un fonctionnement de suppression de bruit de haute qualité sont les suivants : Instantanés dans le profil : 300 ; Taille FFT : 4096 7 ; Facteur de précision : 1.25 ; Montant du lissage : 3 ; Largeur de transition : 15. L'amélioration typique du rapport signal/bruit est de 20...40 dB. Pour des interférences régulières, l'amélioration peut atteindre 50...XNUMX dB. littérature
Auteurs : A.Filatov, K.Filatov, Taganrog, région de Rostov.
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