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ENCYCLOPÉDIE DE LA RADIOÉLECTRONIQUE ET DU GÉNIE ÉLECTRIQUE Commutation des stabilisateurs abaisseurs. Donnée de référence
Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique / Les références L'article porté à la connaissance des lecteurs décrit deux stabilisateurs abaisseurs d'impulsions : sur des éléments discrets et sur un microcircuit spécialisé. Le premier appareil a été conçu pour alimenter les équipements automobiles avec une tension de 12 V sur le réseau de bord 24 volts des camions et des bus. Le deuxième appareil est la base de l'alimentation électrique du laboratoire. Les régulateurs de tension à découpage (abaisseurs, élévateurs et inverseurs) occupent une place particulière dans l'histoire du développement de l'électronique de puissance. Il n'y a pas si longtemps, chaque bloc d'alimentation d'une puissance de sortie supérieure à 50 watts incluait un régulateur à découpage abaisseur. Aujourd'hui, la portée de tels dispositifs a été réduite en raison de la réduction du coût des alimentations avec une entrée sans transformateur. Néanmoins, l'utilisation de stabilisateurs abaisseurs à découpage s'avère dans certains cas plus économique que tout autre convertisseur DC-DC. Le schéma fonctionnel d'un régulateur à découpage abaisseur est illustré à la fig. 1, et les chronogrammes expliquant son fonctionnement en mode courant continu de l'inductance L sont représentés sur la fig. 2. Pendant ton, l'interrupteur électronique S est fermé et le courant circule dans le circuit : la borne positive du condensateur Cin, le capteur de courant résistif Rdt, l'inductance de stockage L, le condensateur Cout, la charge, la borne négative du condensateur Cin. A ce stade, le courant d'inductance lL est égal au courant de l'interrupteur électronique S et croît quasi linéairement de lLmin à lLmax.
En fonction d'un signal de désadaptation du noeud de comparaison ou d'un signal de surcharge d'un capteur de courant, ou d'une combinaison des deux, le générateur commute l'interrupteur électronique S dans un état ouvert. Puisque le courant traversant l'inductance L ne peut pas changer instantanément, alors sous l'action de la FEM d'auto-induction, la diode VD s'ouvre et le courant lL traverse le circuit: la cathode de la diode VD, l'inductance L, le condensateur CBO, la charge, l'anode de la diode VD. Pendant tlKl, lorsque l'interrupteur électronique S est ouvert, le courant d'inductance lL coïncide avec le courant de diode VD et décroît linéairement de lLmax à lLmin. Pendant la Période T, le condensateur Cout reçoit et restitue l'incrément de charge ΔQcv. correspondant à la zone grisée sur le chronogramme du courant lL [1]. Cet incrément détermine l'amplitude de la tension d'ondulation ΔUCout sur le condensateur Cout et sur la charge. Lorsque l'interrupteur électronique est fermé, la diode se ferme. Ce processus s'accompagne d'une forte augmentation du courant de commutation jusqu'à la valeur Ismax en raison du fait que la résistance du circuit - le capteur de courant, l'interrupteur fermé, la diode de récupération - est très faible. Pour réduire les pertes dynamiques, des diodes avec un temps de récupération inverse court doivent être utilisées. De plus, les diodes du régulateur abaisseur doivent être capables de gérer un courant inverse important. Avec la restauration des propriétés de fermeture de la diode, la prochaine période de conversion commence. Si le régulateur abaisseur à découpage fonctionne à un faible courant de charge, il peut passer en mode de courant d'inductance intermittent. Dans ce cas, le courant de l'inductance s'arrête au moment où l'interrupteur est fermé et son augmentation commence à partir de zéro. Le mode de courant intermittent n'est pas souhaitable à un courant de charge proche du courant nominal, car dans ce cas, une ondulation de tension de sortie accrue se produit. La situation la plus optimale est lorsque le stabilisateur fonctionne en mode courant continu de l'inductance à charge maximale et en mode courant intermittent, lorsque la charge diminue à 10 ... 20% de la valeur nominale. La tension de sortie est régulée en modifiant le rapport entre le temps d'état fermé du commutateur et la période de répétition des impulsions. Dans ce cas, selon la circuiterie, différentes options de mise en oeuvre du procédé de commande sont possibles. Dans les appareils avec commande par relais, le passage de l'état activé à l'état désactivé détermine le nœud de comparaison. Lorsque la tension de sortie est supérieure à la valeur définie, le commutateur est désactivé et vice versa. Si vous fixez la période de répétition des impulsions, la tension de sortie peut être ajustée en modifiant la durée de l'état activé du commutateur. Parfois, des méthodes sont utilisées dans lesquelles l'heure de l'état fermé ou l'heure de l'état ouvert de l'interrupteur est fixe. Dans toutes les méthodes de contrôle, il est nécessaire de limiter le courant d'inductance au stade de l'état fermé de l'interrupteur pour se protéger contre les surcharges de sortie. À ces fins, un capteur résistif ou un transformateur de courant à impulsions est utilisé. Le choix des éléments principaux d'un stabilisateur abaisseur pulsé et le calcul de leurs modes seront effectués à partir d'un exemple précis. Tous les rapports utilisés dans ce cas ont été obtenus sur la base de l'analyse du diagramme fonctionnel et des chronogrammes, et la technique [1] a été prise comme base. Soit nécessaire de calculer un stabilisateur abaisseur d'impulsions avec les paramètres suivants : UBX=18...32 V, Ulx=12V, Iout=5A. 1. Sur la base d'une comparaison des paramètres initiaux et des valeurs maximales admissibles du courant et de la tension d'un certain nombre de transistors et de diodes puissants, nous sélectionnons d'abord un transistor composite bipolaire KT853G (commutateur électronique S) et une diode KD2997V (VD ) [2, 3]. 2. Calculez les facteurs de remplissage minimum et maximum : γmin=t et min/Tmin=(UByX+Upr)/(UBX max+Uson - URdT+Upr)=(12+0,8)/(32-2-0,3+0,8)=0,42 ; γmax \u12d t et max / Tmax \u0,8d (UByx + Upp) / (UBx min - Usbkl -URdt + Upp) \u18d ( 2 + 0,3) / ( 0,8-0,78-0,8 + 2) \u853d 21, où Upp= 250 V est la chute de tension continue aux bornes de la diode VD, obtenue à partir de la branche directe de la caractéristique courant-tension pour un courant égal à Iout dans le pire des cas ; Usbcl \u0,3d XNUMX V - tension de saturation du transistor KTXNUMXG, qui agit comme un interrupteur S, avec un coefficient de transfert de courant en mode saturation hXNUMXe \uXNUMXd XNUMX; URdT = XNUMX V - chute de tension aux bornes du capteur de courant au courant de charge nominal. 3. Sélectionnez la fréquence de conversion maximale et minimale. Cet élément est exécuté si la période d'impulsion n'est pas constante. On choisit une méthode de commande avec une durée fixe de l'état ouvert de l'interrupteur électronique. Dans ce cas, la condition suivante est remplie : t=( 1 - γmax)/fmin = ( 1 - γmin)/fmax=const. La commutation se faisant sur le transistor KT853G, qui a de mauvaises caractéristiques dynamiques, on choisira la fréquence maximale de conversion comme relativement basse : fmax = 25 kHz. Ensuite, la fréquence de conversion minimale peut être définie comme fmin=fmax( 1 - γmax)/( 1 - γmin) =25 103]( 1 - 0,78)/(1-0,42)=9,48 kHz. 4. Calculez la perte de puissance sur le commutateur. Les pertes statiques sont déterminées par la valeur efficace du courant traversant l'interrupteur. Puisque la forme actuelle est un trapèze, alors Is = Iout Pertes dynamiques sur le switch Рsdyn 0,5fmax UBX max(lsmax tf+α llx tcn), où Ismax est l'amplitude du courant de commutation due à la récupération inverse de la diode VD. En prenant lSmax=2lByX, on obtient Psdin=0fmax UBX max Iout( 5tf+ α∙ tcn )=2 0,5 25 103 32(5 2-0,78-10+6-1,25-2-10) \u6d 8,12 W, où tf \u0,78d 10 6-2 s - la durée du front de l'impulsion de courant à travers l'interrupteur, tcn \u10d 6 XNUMX-XNUMX s - la durée du déclin. Les pertes totales sur l'interrupteur sont : Рs=Рscat+Рsdin=6,54+8,12=14,66 W. Si des pertes statiques prévalaient sur l'interrupteur, le calcul doit être effectué pour la tension d'entrée minimale lorsque le courant d'inductance est maximal. Dans le cas où il est difficile de prédire le type prédominant de pertes, elles sont déterminées à la fois à la tension d'entrée minimale et à la tension maximale. 5. Nous calculons la perte de puissance sur la diode. Étant donné que la forme du courant à travers la diode est également un trapèze, sa valeur efficace est définie comme Pertes statiques sur la diode PvDcTaT=lvD Upr=3,84-0,8=3,07 W. Les pertes dynamiques de la diode sont principalement dues aux pertes lors de la récupération inverse : PVDdyn=0,5fmax lsmaxvUBx max toB fmax lByx Uin max tov 25-103 -5-32 0,2 10-6=0,8 W, où tOB=0,2-1C-6 s - temps de récupération inverse de la diode. Les pertes totales sur la diode seront de: PVD \u3,07d PMDstat + PVDdin \u0,8d 3,87 + XNUMX \uXNUMXd XNUMX W. 6. Choisissez un dissipateur thermique. La principale caractéristique d'un radiateur est sa résistance thermique, qui est définie comme le rapport entre la différence de température entre l'environnement et la surface du radiateur et la puissance dissipée par celui-ci : Rg = ΔT/Rrass. Dans notre cas, il est nécessaire de fixer le transistor de commutation et la diode sur le même radiateur à travers des entretoises isolantes. Afin de ne pas tenir compte de la résistance thermique des joints et de ne pas compliquer le calcul, nous choisissons une température de surface basse, environ 70°C. Puis à une température ambiante de 40°CΔT=70-40=30°C. La résistance thermique du radiateur pour notre cas est Rt=ΔT/(Ps+Pvd)=30/(14,66+3,87)=1,62°C/W. La résistance thermique lors du refroidissement naturel est donnée, en règle générale, dans les données de référence du dissipateur thermique. Pour réduire la taille et le poids de l'appareil, vous pouvez appliquer un refroidissement forcé avec un ventilateur. 7. Calculez les paramètres des gaz. Calculer l'inductance de l'inductance : L= (UBX max - Usbkl-URdt - UBout)γmin / [2Ivyx fmax(α-1)]=(32-2-0,3-12) 0,42/[2 5 25 103 (1,25- 1)] = 118,94 µH. Comme matériau du circuit magnétique, nous choisissons le Mo-permalloy MP 140 pressé [4]. La composante variable du champ magnétique dans le circuit magnétique dans notre cas est telle que les pertes par hystérésis ne sont pas un facteur limitant. Par conséquent, l'induction maximale peut être choisie sur la section linéaire de la courbe d'aimantation près du point d'inflexion. Le travail sur une section courbe n'est pas souhaitable, car dans ce cas, la perméabilité magnétique du matériau sera inférieure à celle initiale. Cela entraînera à son tour une diminution de l'inductance à mesure que le courant de l'inducteur augmente. On choisit l'induction maximale Bm égale à 0,5 T et on calcule le volume du circuit magnétique : 0 = 2 cm2, où µ = 140 - perméabilité magnétique initiale du matériau MP4 ; μ10=7π 118,94-10 H/m - constante magnétique. Selon le volume calculé, nous sélectionnons le circuit magnétique. En raison des caractéristiques de conception, le circuit magnétique en permalloy MP140 est généralement réalisé sur deux anneaux pliés. Dans notre cas, les anneaux KP24x13x7 conviennent. La section transversale du circuit magnétique Sc = 20,352 = 0,7 cm2 et la longueur moyenne de la ligne magnétique λс = 5,48 cm Le volume du circuit magnétique sélectionné est : VC = SC λс = 0,7 5,48 = 3,86 cm3 >Vp . Nous calculons le nombre de tours: Nous déterminons le diamètre du fil avec isolation en fonction du fait que l'enroulement doit tenir dans une couche, tour à tour le long de la circonférence intérieure du circuit magnétique: mm - diamètre intérieur du circuit magnétique; k3 = 13 est le facteur de remplissage de la fenêtre du circuit magnétique avec le bobinage. Nous sélectionnons le fil PETV-2 d'un diamètre de 1,32 mm. Avant d'enrouler le fil, le noyau magnétique doit être isolé avec un film PET-E de 20 µm d'épaisseur et de 6...7 mm de large en une seule couche. 8. Calculez la capacité du condensateur de sortie : ·8-·2-32(2·0,3)0,42]=8 µF, où ΔUCout=0,01 V est la plage d'ondulation au niveau du condensateur de sortie. La formule ci-dessus ne tient pas compte de l'influence de la résistance série interne du condensateur sur l'ondulation. Dans cet esprit, ainsi qu'une tolérance de 20% pour la capacité des condensateurs à oxyde, nous sélectionnons deux condensateurs K50-35 pour une tension nominale de 40 V avec une capacité de 1000 microfarads chacun. Le choix de condensateurs avec une tension nominale surestimée est dû au fait qu'avec une augmentation de ce paramètre, la résistance série des condensateurs diminue. Le schéma développé conformément aux résultats obtenus au cours du calcul est illustré à la fig. 3.
Considérons le stabilisateur plus en détail. Pendant l'état ouvert de l'interrupteur électronique - transistor VT5 - une tension en dents de scie se forme sur la résistance R14 (capteur de courant). Lorsqu'il atteint une certaine valeur, le transistor VT3 s'ouvre, ce qui, à son tour, ouvre le transistor VT2 et décharge le condensateur C3. Dans ce cas, les transistors VT1 et VT5 se fermeront et la diode de commutation VD3 s'ouvrira également. Les transistors VT3 et VT2 précédemment ouverts se fermeront, mais le transistor VT1 ne s'ouvrira pas tant que la tension aux bornes du condensateur C3 n'aura pas atteint le niveau de seuil correspondant à la tension de son ouverture. Ainsi, un intervalle de temps se formera pendant lequel le transistor de commutation VT5 sera fermé (environ 30 µs). À la fin de cet intervalle, les transistors VT1 et VT5 s'ouvriront et le processus se répétera à nouveau. La résistance R10 et le condensateur C4 forment un filtre qui supprime la surtension à la base du transistor VT3 due à la récupération inverse de la diode VD3. Pour le transistor au silicium VT3, la tension base-émetteur à laquelle il passe en mode actif est d'environ 0,6 V. Dans ce cas, une puissance relativement importante est dissipée sur le capteur de courant R14. Pour réduire la tension sur le capteur de courant, à laquelle le transistor VT3 s'ouvre, une polarisation constante d'environ 0,2 V est appliquée à sa base le long du circuit VD2R7R8R10. Une tension proportionnelle à la tension de sortie est fournie à la base du transistor VT4 à partir d'un diviseur dont la branche supérieure est formée par les résistances R15, R12 et la branche inférieure est la résistance R13. Le circuit HL1R9 génère une tension de référence égale à la somme de la chute de tension continue aux bornes de la LED et de la jonction d'émetteur du transistor VT4. Dans notre cas, la tension exemplaire est de 2,2 V. Le signal de désadaptation est égal à la différence entre la tension à la base du transistor VT4 et celle de l'exemple. La tension de sortie est stabilisée grâce à la sommation du signal de désadaptation amplifié par le transistor VT4 avec la tension basée sur le transistor VT3. Supposons que la tension de sortie a augmenté. Alors la tension à la base du transistor VT4 deviendra plus exemplaire. Le transistor VT4 s'ouvre légèrement et décale la tension à la base du transistor VT3 pour qu'il commence également à s'ouvrir. Par conséquent, le transistor VT3 s'ouvrira à un niveau inférieur de la tension en dents de scie aux bornes de la résistance R14, ce qui conduira à une réduction de l'intervalle de temps pendant lequel le transistor de commutation sera ouvert. La tension de sortie diminuera alors. Si la tension de sortie diminue, le processus de régulation sera similaire, mais se produit dans l'ordre inverse et conduit à une augmentation du temps d'ouverture de l'interrupteur. Puisque le courant de la résistance R14 est directement impliqué dans la formation du temps d'ouverture du transistor VT5, ici, en plus de la rétroaction de tension de sortie habituelle, il y a une rétroaction de courant. Cela vous permet de stabiliser la tension de sortie sans charge et de fournir une réponse rapide à un changement soudain de courant à la sortie de l'appareil. En cas de court-circuit dans la charge ou de surcharge, le stabilisateur passe en mode limitation de courant. La tension de sortie commence à diminuer à un courant de 5,5 ... 6 A et le courant de fermeture est approximativement égal à 8 A. Dans ces modes, le temps de marche du transistor de commutation est réduit au minimum, ce qui réduit la puissance dissipé dessus. Si le stabilisateur ne fonctionne pas correctement, en raison de la défaillance de l'un des éléments (par exemple, une panne du transistor VT5), la tension augmente à la sortie. Dans ce cas, la charge peut échouer. Pour éviter les situations d'urgence, le convertisseur est équipé d'une unité de protection composée d'un trinistor VS1, d'une diode zener VD1, d'une résistance R1 et d'un condensateur C1. Lorsque la tension de sortie dépasse la tension de stabilisation de la diode zener VD1, un courant commence à la traverser, ce qui active le trinistor VS1. Son inclusion entraîne une diminution de la tension de sortie à presque zéro et un fusible grillé FU1. L'appareil est conçu pour alimenter un équipement audio 12 volts, conçu principalement pour les véhicules de tourisme, à partir du réseau de bord des camions et des bus avec une tension de 24 V. En raison du fait que la tension d'entrée dans ce cas a une faible ondulation niveau, le condensateur C2 a une capacité relativement faible. Il est insuffisant lorsque le stabilisateur est alimenté directement par le transformateur secteur avec un redresseur. Dans ce cas, le redresseur doit être équipé d'un condensateur d'une capacité d'au moins 2200 microfarads pour la tension correspondante. Le transformateur doit avoir une puissance globale de 80 ... 100 W. Le stabilisateur utilise des condensateurs à oxyde K50-35 (C2, C5, C6). Condensateur C3 - film K73-9, K73-17, etc. de tailles appropriées, C4 - céramique à faible auto-inductance, par exemple K10-176. Toutes les résistances, sauf R14, sont C2-23 de la puissance correspondante. La résistance R14 est constituée d'un morceau de fil de constantan PEC 60 de 0,8 mm de long avec une résistance linéaire d'environ 1 ohm/m. Un dessin d'une carte de circuit imprimé en fibre de verre revêtue d'une feuille d'aluminium sur un côté est illustré à la fig. 4.
La diode VD3, le transistor VD5 et le trinistor VS1 sont fixés au dissipateur thermique par l'intermédiaire d'un joint isolant conducteur de chaleur à l'aide de bagues en plastique. La carte est également fixée sur le même dissipateur thermique. L'apparence du dispositif assemblé est illustrée à la Fig. 5.
Aujourd'hui, le développement des régulateurs à découpage a été grandement simplifié. Des circuits intégrés sont devenus disponibles (y compris à un prix), qui comprennent tous les nœuds nécessaires. De plus, les fabricants de semi-conducteurs ont commencé à accompagner leurs produits d'une grande quantité d'informations d'application contenant des circuits de commutation typiques qui satisfont le consommateur dans la grande majorité des cas. Cela élimine pratiquement les étapes de calculs préliminaires et de prototypage du développement. Un exemple de ceci est la puce KR1155EU2 [5]. Il comprend un interrupteur, un capteur de courant, une source de tension de référence (5,1 V ± 2%), une unité de commande trinistor pour la protection contre les surtensions à la charge, une unité de démarrage progressif, une unité de réinitialisation pour les appareils externes, une unité d'arrêt à distance, une unité de protection contre la surchauffe. Considérons une alimentation de laboratoire développée sur la base de KR1155EU2. caractéristiques techniques
Le schéma de l'appareil est illustré à la fig. 6. Il diffère peu du circuit de commutation standard et les désignations des éléments des éléments sont les mêmes. Ici, un procédé de commande avec une période de répétition d'impulsion fixe est mis en œuvre, c'est-à-dire une commande de largeur d'impulsion.
Condensateur C1 - filtre d'entrée. Il a une capacité plus grande que celle indiquée dans le circuit de commutation typique, ce qui est dû à la consommation de courant relativement importante. Les résistances R1 et R2 contrôlent le niveau de protection actuel. Leur résistance totale maximale correspond au courant maximal de fonctionnement de la protection, et la résistance minimale correspond au courant minimal. À l'aide du condensateur C4, le stabilisateur démarre en douceur. De plus, sa capacité détermine la période de redémarrage lorsque le seuil de protection de courant est dépassé. La résistance R5 et les condensateurs C5, C6 sont des éléments de compensation de fréquence de l'amplificateur d'erreur interne. Le condensateur C3 et la résistance R3 déterminent la fréquence porteuse du convertisseur de largeur d'impulsion. Le condensateur C2 définit le temps entre une forte diminution de la tension de sortie (causée par des causes externes, par exemple une surcharge de sortie à court terme) et la transition du signal RESO (broche 14 DA1) à un état correspondant au fonctionnement normal, lorsque le transistor connecté entre les broches RESO et GND à l'intérieur du microcircuit se ferme. La résistance R6 fournit une charge à collecteur ouvert pour ce transistor. Si vous envisagez d'utiliser le signal RESO avec sa liaison à une tension différente de la tension de sortie du stabilisateur, la résistance R6 n'est pas installée et la charge à collecteur ouvert est connectée à l'intérieur du récepteur de signal RESO. La résistance R4 fournit un potentiel nul à l'entrée INHI (broche 6 de DA1), ce qui correspond au fonctionnement normal du microcircuit. Le stabilisateur peut être désactivé par un signal externe de haut niveau TTL. L'utilisation de la diode KD636AS (son courant total admissible dépasse largement celui requis dans ce stabilisateur) vous permet d'augmenter l'efficacité de 3 ... 5% avec une légère augmentation du coût de l'appareil. Ceci conduit à une diminution de la température du radiateur et, par conséquent, à une diminution de ses dimensions et de son poids. Les résistances R7 et R8 sont utilisées pour réguler la tension de sortie. Lorsque le curseur de la résistance R7 est en position basse selon le schéma, la tension de sortie est minimale et égale à la tension de référence de la puce DA1, respectivement, lorsqu'en position haute la tension de sortie est maximale. Le trinistor VS1 s'ouvre avec un signal CBO (broche 15 DA1) si la tension à l'entrée CBI (broche 1 DA1) dépasse la puce de référence interne DA1 d'environ 20 %. C'est ainsi que la charge est protégée contre les surtensions en sortie. Tous les condensateurs à oxyde sont K50-35, à l'exception de C1 - K50-53. Condensateur C6 - céramique K10-176, les autres sont en film (K73-9, K73-17, etc.). Toutes les résistances fixes sont C2-23. Résistances variables R2 et R7 - SPZ-4aM d'une puissance de 0,25 watts. Ils sont montés sur la carte à l'aide de supports. L'inductance L1 est bobinée sur deux noyaux magnétiques annulaires repliés K20x 12x6,5 en permalloy MP140. L'enroulement contient 42 tours de fil PETV-2 1,12, enroulés en deux couches: la première - 27-28 tours, la seconde - le reste. Le stabilisateur est assemblé sur une planche en fibre de verre à feuille unilatérale. Le dessin de la carte est illustré à la fig. 7.
Le microcircuit, la diode et le trinistor sont fixés sur le même dissipateur thermique. Dans ce cas, le microcircuit dans la plupart des cas ne peut pas être isolé de la surface du dissipateur thermique, car sa bride est connectée à la broche 8 (GND). La diode et le trinistor doivent être isolés. Le dissipateur thermique est choisi sur la base d'une puissance dissipée d'environ 15 ... 20 W et d'une surchauffe de 30 ° C. Vous pouvez réduire la taille et le poids du dissipateur thermique en utilisant un ventilateur (si possible). Portez une attention particulière au transformateur et au redresseur secteur. Le transformateur est conçu pour une puissance de sortie d'au moins 150 W et une tension de sortie en circuit ouvert d'environ 33 V. À charge maximale, une diminution de la tension de sortie d'au plus 1,5 V par rapport à la tension en circuit ouvert est autorisée. Le redresseur est sélectionné pour un courant de 3,5 ... 2 A avec une chute de tension totale à travers ses diodes ne dépassant pas XNUMX V. Le redresseur (dans le cas d'une version monolithique) ou des diodes individuelles peuvent être montés sur la même chaleur couler comme stabilisateur. Une bonne alternative à un transformateur secteur et à un redresseur peut être un convertisseur d'impulsions. En analysant les deux appareils considérés, on peut voir leurs différences. Évidemment, le premier stabilisateur est moins cher que le second. De plus, les moyens de réduire davantage le coût du premier sont très évidents (remplacement de la diode KD2997V par KD213V avec une légère détérioration de l'efficacité et une permaploy coûteuse avec un noyau magnétique en ferrite bon marché). Dans le deuxième appareil, KD213V (comme, en effet, KD2997V) ne convient plus en raison de l'inertie, et le remplacement du circuit magnétique n'entraînera pas de diminution notable des coûts. Les détails du premier stabilisateur peuvent être trouvés sur le bureau de tout radioamateur, ce qui ne peut être dit à propos du second. Cependant, le premier dispositif nécessite plus de temps au stade de la conception. De plus, il a un plus grand nombre d'éléments avec moins de fonctionnalités. littérature
Auteur : Yu.Semenov, Rostov-sur-le-Don
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où α=lLmax /llx=1,25 est le rapport du courant maximal de l'inductance au courant de sortie. Le coefficient a est choisi entre 1,2 et 1,6. Perte statique du commutateur PSstat=lsUSBKn=3,27-2=6,54W.
On prend le nombre de tours égal à 23.
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