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ENCYCLOPÉDIE DE LA RADIOÉLECTRONIQUE ET DU GÉNIE ÉLECTRIQUE Émetteur-récepteur à ondes courtes URAL-84. Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique
Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique / Radiocommunications civiles L'émetteur-récepteur est conçu pour les communications radio amateur dans la gamme des ondes courtes de 1,8 ... 29 MHz. Type de travail - téléphone (SSB) et télégraphe (CW). L'émetteur-récepteur est entièrement fabriqué sur des dispositifs à semi-conducteurs et des microcircuits, possède une échelle numérique intégrée (selon le schéma d'un radioamateur V. Krinitsky (RA9CJL), publié dans cette collection), une alimentation intégrée. L'émetteur-récepteur prévoit la connexion d'un GPA externe, qui permet des communications radio à des fréquences séparées. Lors du développement de l'émetteur-récepteur, l'attention principale a été accordée à l'obtention de paramètres dynamiques élevés du chemin de réception et de bonnes caractéristiques ergonomiques de l'émetteur-récepteur dans son ensemble. L'absence d'amplificateur RF à l'entrée du récepteur, l'utilisation d'un mélangeur équilibré de haut niveau, un chemin IF à faible bruit et linéaire ont permis d'accomplir la première tâche. Le deuxième problème a été résolu en utilisant des filtres passe-bande non accordables à l'entrée du récepteur, une commutation de gamme électronique et le mode "émission-réception".
L'émetteur-récepteur (Fig. 1) est fabriqué selon le schéma avec une conversion de fréquence. Le choix d'une fréquence intermédiaire de 9100 kHz est déterminé par la présence d'un filtre à quartz artisanal réalisé selon la méthode décrite dans le magazine Radio n°1, 2 pour 1982 (il est possible d'utiliser un filtre à quartz industriel de la type FP2P-410-8,815 avec des modifications mineures dans le schéma de circuit). Les nœuds communs de l'émetteur-récepteur en mode réception-émission sont : les filtres passe-bas Z1, les filtres passe-bande Z2, le mélangeur U1, l'étage d'adaptation réversible A1, le générateur de plage lisse G1, le filtre à quartz Z3.
La connexion des nœuds de réception ou d'émission est réalisée par les contacts de relais K1, K2, ainsi que par le commutateur S1. Le schéma montre les nœuds en mode réception. Le signal provenant de l'entrée d'antenne à travers les filtres passe-bas Z1, l'atténuateur à pas ATT et les filtres passe-bande à trois circuits Z2 est envoyé au mélangeur équilibré U1. La tension est fournie au même mélangeur à partir d'un oscillateur local lisse G1. Le signal converti traverse un étage d'adaptation réversible L/ puis un filtre à quartz Z3, est amplifié par le nœud A2 et entre dans le mélangeur U2, où il est mélangé à la tension de l'oscillateur à cristal de référence G2. Le signal basse fréquence de la sortie du mélangeur va à l'amplificateur basse fréquence A3 et de celui-ci au haut-parleur BA1. Lors du passage de la réception à l'émission, la commutation correspondante des unités fonctionnelles se produit. Cela se fait soit manuellement, soit par un système de commande vocale. Le signal du microphone BFJ, amplifié par le nœud A4, va au dispositif de commande vocale A8, qui à son tour commande le commutateur S1, ainsi qu'au mélangeur U3, qui a la tension de l'oscillateur de référence. Le signal DSB généré est amplifié par le nœud A5, passe à travers un filtre à quartz Z3, où une tension de fréquence intermédiaire de 9100 kHz avec une bande latérale supérieure est sélectionnée et transmise via le nœud A1 au mélangeur U1, dont l'autre entrée est alimentée par un lisse tension de l'oscillateur local. Le signal de la fréquence de fonctionnement sélectionnée par les filtres passe-bande Z2 à partir de la sortie du mélangeur U2 est envoyé à l'amplificateur A6 puis, amplifié en puissance au nœud A7, à travers le filtre passe-bas Z1 est envoyé à l'antenne WA1. La formation du signal télégraphique dans l'émetteur-récepteur est réalisée à l'aide d'un générateur manipulé G3, qui est connecté au nœud A5, au lieu d'un dispositif de mise en forme de signal à bande latérale unique. L'émetteur-récepteur est réalisé selon le principe du bloc. Dans le diagramme, la numérotation des éléments dans chaque bloc est différente. La carte principale (nœud A6, Fig. 2) contient un mélangeur réversible, un étage d'adaptation, un chemin IF de récepteur, des filtres à quartz, un détecteur de mélange, un amplificateur basse fréquence de récepteur, un circuit AGC et un local lisse à large bande. amplificateur de tension d'oscillateur. Figure 2a. Schéma de principe de la carte principale de l'émetteur-récepteur (nœud A6) Figure 2b. Schéma de principe de la carte principale de l'émetteur-récepteur (nœud A6) Le mélangeur passif de haut niveau VD1 - VD8, T2, T3 est assemblé selon un schéma à double équilibrage. Sa particularité est l'utilisation de transformateurs à large bande avec une bobine court-circuitée volumétrique (la conception est décrite dans le magazine Radio n ° 1, 1983). Dans le cas de l'utilisation de diodes haute fréquence modernes de type KD514A dans le mélangeur (et encore mieux de diodes avec une barrière Schottky de type AA112), la perte de signal sera d'environ 4 ... 5 dB. Le signal reçu est envoyé à l'enroulement primaire L3 du transformateur T2. Le signal converti est prélevé au point milieu de l'enroulement L4. La tension de l'oscillateur local lisse est amplifiée par un amplificateur à large bande basé sur le transistor VT1 et est envoyée à l'enroulement d'entrée L7 du transformateur T3. Sur un puissant transistor à effet de champ VT2, une cascade d'adaptation de mélangeur avec un filtre à quartz est assemblée. Le transistor de type KP905 a été choisi en raison de ses bons paramètres de bruit et de sa linéarité. A la réception, la cascade fonctionne comme un amplificateur avec une grille commune et un gain d'environ 12 dB, son impédance d'entrée a un caractère actif et est constante sur une large plage de fréquences. La coordination avec un filtre à quartz SSB à huit cristaux à une fréquence de 9100 kHz est assurée à l'aide d'un autotransformateur L12. Les schémas des filtres à quartz ZQ1 et ZQ2 sont illustrés à la fig. 3 et 4.
Le filtre ZQ1 a les paramètres suivants :
Si des résonateurs à quartz de la station de radio Granit avec des fréquences de 1 ... 9000 kHz sont utilisés dans le filtre ZQ9150, les valeurs de capacité dans le circuit de filtrage peuvent rester inchangées. Dans le filtre ZQ2, la bande passante peut être modifiée. En mode SSB, elle est de 2,3 kHz, et en mode CW, lorsque des condensateurs de 68 pF sont connectés en parallèle avec les résonateurs à quartz, la bande passante se rétrécit à 800 Hz. En émission, la cascade sur le transistor VT2 est une source suiveuse. Le mode de fonctionnement de cette cascade est inversé en commutant les tensions des bus de commande. Lors de la réception +15 V dans le bus Rx, 0 V dans le bus Tx. Lors de la transmission de 0 V dans le bus Rx, +15 V dans le bus Tx. Les clés à diodes VD9 et VD10 relient l'extrémité "chaude" de l'autotransformateur L12 au drain du transistor lors de la réception ou à sa grille lors du passage en émission. La mise à la terre de l'extrémité "froide" de l'autotransformateur L12 à haute fréquence lors de la réception se produit via l'interrupteur à diode VD10 et le condensateur C5, lors de la transmission - via l'interrupteur à diode VD9 et le condensateur C4. Sur les transistors VT5, VT6, la première cascade de la IF est assemblée, ce qui a un gain d'environ 20 dB. Le circuit P L17C29C30 vous permet d'adapter les transistors du circuit cascode et d'effectuer un filtrage supplémentaire du signal utile. La charge en cascade est le circuit L16C26. La coordination avec le deuxième filtre à quartz ZQ2 est réalisée à l'aide de la bobine de couplage Lsv. Ce filtre est un filtre en échelle à 4 cristaux avec une bande passante de 3 dB de 2,6 kHz. Dans le mode de réception des signaux télégraphiques, il est commuté à l'aide d'un relais de type RES-49 sur une bande étroite d'environ 0,7 kHz en connectant des condensateurs égaux à environ 68 pF en parallèle avec les filtres à quartz. L'utilisation de deux filtres à quartz ZQ1 avec une bande passante de 2,4 kHz et ZQ2 a considérablement amélioré la suppression des signaux en dehors de la "transparence" des filtres, qui a atteint 100 dB. L'amplification principale du signal est effectuée en cascade sur la puce DA1 K224UR4 (K2US248 est l'ancienne désignation). Le détecteur de mélange sur les transistors VT8, VT9 n'a pas de particularités. Entre le détecteur et l'entrée du préamplificateur basse fréquence sur la puce DA2, un filtre passe-bas D3 de type ZQ3,4 (des stations de radio Granit) est connecté, ce qui améliore le bruit et les paramètres sélectifs du chemin de réception. L'étage de sortie ULF est monté selon le schéma habituel sur les transistors VT15, VT16, VT17. Une clé électronique est assemblée sur le transistor VT14, à l'aide de laquelle l'entrée ULF est shuntée en mode transmission. En mode télégraphe, cette touche est fermée, ce qui vous permet d'écouter le signal d'autocontrôle pendant la transmission. Le circuit AGC se compose d'un préamplificateur AGC DA3, VT13, d'un émetteur suiveur VT12, de détecteurs AGC VD18, VD19 et VD24. Un circuit auxiliaire de "décharge rapide" avec un temps de décharge d'environ 11 s est monté sur le transistor VT17 et la diode VD0,2. Lorsqu'un signal utile est reçu, le temps de décharge de l'AGC est déterminé par la chaîne principale R36C53. Lorsque le signal disparaît, C53 est rapidement déchargé à travers la diode VD17 et le transistor VT11. À partir du suiveur de source VT10, la tension AGC positive, qui augmente avec l'augmentation de la force du signal, est appliquée aux transistors de régulation VT4 et VT7, qui contrôlent le gain des étages IF. Pour mettre en œuvre le retard AGC, la source du transistor VT6 est connectée à une source de tension de référence collectée sur la diode zener VD11 et la résistance R25. En mode transmission, la tension de commutation +4 VTX-O BRX est appliquée aux transistors VT7, VT15, ce qui ferme pratiquement le chemin IF du récepteur. Un amplificateur réglable est monté sur le transistor VT3, fonctionnant en mode de transmission de signal SSB ou CW. Le gain en cascade est ajusté en modifiant la tension sur la deuxième porte VT3 et atteint une profondeur de plus de -40 dB. Si on le souhaite, la tension ALC peut être appliquée sur la seconde grille de ce transistor. Pendant la transmission, le signal télégraphique manipulé est amplifié par le transistor VT3, traverse les circuits L15C22 et les capacités parasites du chemin IF fermé du récepteur, est mélangé dans le détecteur avec le signal de l'oscillateur local de référence et entre dans l'ULF pour l'autocontrôle. À partir du même circuit, le signal SSB ou CW passe à travers le filtre à quartz ZQ1, entre dans l'étage d'adaptation VT2, qui dans ce cas fonctionne comme un suiveur de source, puis dans le mélangeur VD1 - VD8, qui transfère le signal à la fréquence de fonctionnement . Le signal converti est pris de l'enroulement L3 vers le filtre passe-bande du noeud A2. Le nœud A2 (Fig. 5) contient : un atténuateur à pas du récepteur, un relais de commutation K17, des filtres passe-bande et des étages préliminaires de l'émetteur. En mode réception, le signal du nœud A1 est transmis à un atténuateur réalisé sur deux résistances, liaisons P : R1R2R3, fournissant une atténuation de 10 dB et R4R5R6 - 20 dB. L'atténuateur est commandé par un commutateur sur le panneau avant du récepteur S7 "ATT", qui a les positions "0", "10 dB", "20 dB", "30 dB". Les liaisons P sont commutées par des contacts de relais K13 - K.16 de type RES-49 (RES-79). Après l'atténuateur, le signal passe par les contacts normalement fermés du relais K17 (RES-55A) et pénètre dans les filtres passe-bande à trois circuits, dont la sélection est effectuée par six interrupteurs à bouton-poussoir "Range" (SI - S6) avec fixation dépendante. La commutation des filtres de plage s'effectue à l'aide du relais K1 - K12 de type RES-49 (RES-79). Les filtres passe-bande suppriment le canal d'image de plus de 80 dB. Fig. 5. Schéma de principe des filtres de puissance et passe-bande du préamplificateur (nœud A2) L'utilisation d'un relais pour commuter des filtres passe-bande et un atténuateur est due à la volonté d'atteindre la plage dynamique la plus élevée possible, tandis que la commutation à l'aide de commutateurs à diodes (diodes pin, etc.) n'est pas justifiée en raison d'une diminution significative de la plage dynamique et une augmentation du bruit de la voie de réception. Après les filtres passe-bande, le signal entre dans le nœud A6, décrit précédemment. En mode transmission, la tension du signal SSB ou CW provenant du nœud A6 passe à travers des filtres passe-bande dans le sens opposé et à travers les contacts du relais K17 entre dans un amplificateur à large bande réalisé sur des transistors micro-ondes VT2, VT3, VT4, où il est amplifié à un niveau de 5 ... 7 In eff. avec une irrégularité dans la plage de 1,8 à 35 MHz pas plus de 2 dB. La charge du préamplificateur est un transformateur à large bande 77 avec une spire court-circuitée en volume, similaire aux transformateurs mélangeurs du nœud A6. Le transformateur large bande T2 est constitué de 16 anneaux de ferrite, posés sur un tube de cuivre (la conception est décrite dans le magazine "Radio" n° 12 pour 1984). Les chaînes R10R11C6 et R23C14 réalisent la réponse en fréquence du préamplificateur. Les résistances R13, R24 sont sélectionnées en fonction de l'inégalité de tension de sortie minimale sur toute la plage de fréquences amplifiées. La cascade sur le transistor VT1 est une clé électronique avec un retard nécessaire pour commuter le circuit d'antenne au noeud A1. Nœud A1 - amplificateur de puissance de l'émetteur (Fig. 6) réalisé sur un puissant transistor à effet de champ VTI type KP904A. Il existe également des filtres de bande passe-bas (circuit P), des relais commutés de type RES-10. La tension du signal à la fréquence de fonctionnement du préamplificateur est appliquée à la grille du transistor VTI et amplifiée à une puissance de sortie d'environ 30 watts. La charge de la cascade est un transformateur large bande réalisé sur un anneau de ferrite de perméabilité 300 NN et de diamètre 32 mm selon une technique bien connue. Le courant de drain maximal du transistor atteint 2 A. Par les contacts du relais K13, fermés pendant la transmission, le signal amplifié traverse un filtre passe-bas et pénètre dans l'antenne (connecteur XI). La résistance R5 est utilisée pour régler le courant initial du transistor. Grâce à la chaîne R7C31, un OOS dépendant de la fréquence est effectué. L'ampli de puissance a une assez bonne linéarité. Avec la sélection correcte du courant de repos, les émissions hors bande sont réduites à -50 dB. En mode de réception de la prise XI, le signal passe à travers le filtre passe-bas de gamme et à travers les contacts normalement fermés du relais K13 (type RES-55A) entre dans les filtres passe-bande de gamme (nœud A2). Comme l'a montré la pratique (plus de 6000 connexions ont été établies sur l'émetteur-récepteur), les craintes que des relais de puissance relativement faible dans l'amplificateur de puissance échouent souvent ne sont pas fondées, car tous leurs contacts commutent en l'absence de signal. Générateur de plage lisse - nœud A3 (Fig. 7) se compose de six générateurs de gamme séparés, commutés par alimentation dans la deuxième direction (la première est pour la commutation des filtres passe-bande) des commutateurs à bouton-poussoir S1 -S6. Sur le transistor à effet de champ VTI, le générateur est monté directement selon le circuit trois points inductif. Transistor VT2 - émetteur suiveur. La charge des six émetteurs suiveurs est la résistance R6. La chute de tension à ses bornes, égale à environ +5 V, ferme les jonctions d'émetteur des répéteurs non fonctionnels, éliminant ainsi l'influence des autres générateurs de gamme sur la fréquence du générateur en marche. ..La distribution des fréquences GPA par plages et les données du circuit sont données dans le tableau. 1. Les fréquences GPA sont sélectionnées de manière à ce que lors du changement de bande, la bande latérale souhaitée soit automatiquement sélectionnée. En utilisant le relais K1, K2 (RES-55A), un GPA externe peut être connecté à l'émetteur-récepteur. L'absence de commutation mécanique, ainsi que la présence de circuits séparés pour chaque gamme, avec leur compensation thermique soignée, ont permis d'atteindre une bonne stabilité sans recourir à la multiplication de fréquence. Cette construction de l'oscillateur local vous permet d'optimiser les niveaux des tensions de sortie, de créer un chevauchement de fréquence et de rendre la valeur de désaccord indépendante pour chaque plage. Tableau 1
Le conditionneur de tension de signal SSB et CW - nœud A4 est illustré à la fig. huit. Un oscillateur à cristal de référence avec une fréquence de 9100 kHz est monté sur le transistor VTI. Le transistor VT2 est un étage tampon, à partir duquel le signal de l'oscillateur de référence est envoyé à un modulateur équilibré sur les varicaps VD1, VD2 et le transformateur T1. Le modulateur a une linéarité élevée et vous permet de supprimer la fréquence porteuse d'au moins 50 dB. La cascade sur la puce DA1 [est un microphone ULF, à partir duquel la tension basse fréquence amplifiée est fournie au point médian de l'enroulement L3 du modulateur équilibré et via l'émetteur suiveur VT6 au système de commande vocale (VOX) . La cascade sur le transistor VT5 est un oscillateur local télégraphique manipulé stabilisé par du quartz ZQ2. Sa fréquence est supérieure de 800 ... 900 Hz à la fréquence de l'oscillateur local de référence, c'est-à-dire qu'elle coïncide avec la bande "transparence" du filtre à quartz ZQ1. Selon le type de travail, téléphonique ou télégraphique, l'émetteur suiveur VT4 est alimenté par les contacts du relais K1 en tension soit par un modulateur équilibré (SSB) soit par un oscillateur local télégraphique (CW). A partir de la sortie du transistor VT4, le signal est fourni pour une conversion ultérieure au nœud A6 (carte principale). À l'aide de la résistance d'accord R21, le gain nécessaire du microphone ULF est réglé, à l'aide des résistances RI8, R15, la fréquence porteuse de l'oscillateur local de référence est équilibrée. L'inductance L1 sert à affiner la fréquence de l'oscillateur local de référence sur la pente inférieure du filtre à cristal ZQI. Le fonctionnement de l'émetteur-récepteur en mode "réception" ou <transmission" est contrôlé par le commutateur - nœud A7 (Fig. 9). Le commutateur lui-même est réalisé sur de puissants transistors VT5 - VT9. Les transistors VT1. VT3, VT4 sont inclus dans système VOX.VT7 - Anti-VOX.C à l'aide de la résistance ajustable R1, le délai de réponse du système de commande vocale est défini et RIO est le seuil de réponse du système VOX.Les résistances R14 définissent le seuil de l'anti- Système VOX Les transistors VT10 - VT12 sont équipés d'un régulateur de tension d'oscillateur local lisse +9 V. Un amplificateur S- est monté sur le compteur du transistor VT13 En mode réception, la tension AGC de la carte principale est fournie à son entrée via le diode VD7, et à travers la diode VD8 la tension du nœud A1, proportionnelle au courant de drain du puissant transistor VT1. . Le commutateur peut être contrôlé à partir d'une pédale connectée à la broche 9 du connecteur XI en mode SSB et CW. En mode CW, des impulsions positives, qui sont appliquées à la broche 7 du connecteur XI à partir d'une clé télégraphique automatique électronique, affectent le système de commande vocale, c'est-à-dire qu'un fonctionnement semi-duplex de l'émetteur-récepteur peut être effectué. Les tensions +15 V TX - O V RX sont prélevées sur les broches 1,3 du connecteur X1 et envoyées aux nœuds émetteurs-récepteurs. Stabilisateurs +40 V et +15 V dans l'alimentation (Fig. 10) réalisés selon des schémas connus et protégés par courant. Le schéma de connexion des nœuds émetteurs-récepteurs est illustré à la fig. Onze. Le cadre est constitué de feuilles de duralumin de 5 mm d'épaisseur, reliées par des vis M2,5 à l'extrémité. Les panneaux avant et arrière ont des dimensions de 315X130 mm et sont fixés ensemble par deux parois latérales de 270X130 mm. Les parois latérales sont installées à une distance de 40 mm des bords des panneaux avant et arrière, formant des caves dans lesquelles sont placées les cartes de circuits imprimés: à gauche - la carte de nœud A2, à droite - les nœuds A7, A5 (télégraphe électronique clé). Entre les parois latérales à une hauteur de 40 mm du bord inférieur des panneaux avant et arrière, un sous-châssis mesurant 225X150 mm est fixé. Les cartes de l'oscillateur local A2 et du shaper A4 sont installées dessus. En bas, au sous-sol, se trouve la carte principale A6, et entre les parois latérales à une hauteur de 25 mm des bords inférieurs des panneaux avant et arrière se trouve un deuxième sous-châssis de 225X80 mm. Il dispose d'un transformateur d'alimentation en haut à droite, et d'une carte stabilisatrice +40 V et +15 V en bas, au sous-sol Les figures 12, 13 et 14 montrent les dimensions des panneaux avant, avant et arrière de l'émetteur-récepteur . L'ensemble amplificateur de puissance est situé dans un boîtier blindé de 115x90x50 mm, qui est fixé, avec le transistor de puissance de l'étage de sortie, à gauche au-dessus du deuxième sous-châssis au panneau arrière de l'émetteur-récepteur. Sur le panneau arrière, il y a un radiateur avec 29 nervures de 15 mm de haut pour de puissants transistors d'étage de sortie et des stabilisateurs de tension. Les dimensions du radiateur sont de 315x90 mm. Fig.12. Face avant de l'émetteur-récepteur Fig.13. Face avant de l'émetteur-récepteur Fig.14. Panneau arrière de l'émetteur-récepteur Les cartes des nœuds A2, A4, A5, A6, A7 sont amovibles. Ils sont reliés au faisceau électrique à l'aide de connecteurs de type GRPPZ-(46)24SHP-V. La carte lisse de l'oscillateur local est logée dans un boîtier blindé. La carte principale A6 est en fibre de verre double face d'une épaisseur de 1,5 ... 2 mm et de dimensions 210X 137,5 mm. La couche d'aluminium sur le côté des pièces n'est pas enlevée. Les conclusions des pièces connectées au boîtier sont soudées à la feuille des deux côtés de la carte, formant une "masse" commune. Les trous restants sur le côté des pièces sont fraisés pour éviter un court-circuit à un fil commun. La carte de circuit imprimé du nœud A6 est illustrée à la fig. quinze Les filtres à quartz sont fabriqués en. boîtiers en laiton blindés et bien soudés séparés sur les résonateurs B1 des stations de radio Granit. Sur la fig. 16, 17 montre les cartes de circuits imprimés des nœuds A4 et A7 et le placement des éléments sur celles-ci. Condensateur variable - six sections de la station de radio R-123. Les circuits de l'oscillateur local sont situés directement dans les sections de condensateur séparées par des cloisons. Il est possible d'utiliser des condensateurs variables des stations de radio R-108. Dans ce cas, deux condensateurs sont pris et, en utilisant l'équipement existant, ils sont connectés de manière synchrone l'un à l'autre, ce qui vous permet de créer un GPA à huit bandes. L'émetteur-récepteur utilise des résistances fixes de type MLT-0,125 (MLT-0,25), des résistances d'accord de type SP4-1. Relais - RES-55A (RS4.569.601), RES-10 (RS4.524.302), RES-49 (RS4.569.421-07). Résistances variables type SPZ-12a. Condensateurs type KM, KLS, K50-6. Les selfs haute fréquence de 50 μH sont enroulées sur des anneaux de ferrite F-1000NN K7X4X2 et ont 30 tours de PELSHO 0,16, et les selfs de 100 μH ont environ 50 tours. Les données du circuit de filtre passe-bande sont données dans Tableau 2. Le diamètre de toutes les bobines ici est de 5 mm, le noyau est de type SCR SB12A. Tableau 2
В Tableau 3 les données d'enroulement des autres éléments sont données. Tableau 3
Les contours des filtres passe-bande sont placés dans des écrans en aluminium de dimensions 20x20 mm et d'une hauteur de 25 mm. Le transformateur d'alimentation d'une puissance globale d'environ 70 W est bobiné sur un circuit magnétique en anneau ruban OL50/80-40. L'enroulement primaire est enroulé avec du fil PEV-2 0,41 et contient 1600 tours. L'enroulement secondaire est enroulé avec du fil PEV-2 1,5 et contient 260 tours. Le transistor KP905 dans le nœud A6 peut être remplacé par KP903A. Configuration de l'émetteur-récepteur. Avant d'installer les éléments sur les cartes, il est nécessaire de vérifier leur état de fonctionnement. Tout d'abord, chaque carte est configurée séparément. Pour cela, une source d'alimentation séparée et les appareils nécessaires sont utilisés. Il est conseillé d'effectuer le réglage dans l'ordre suivant : Nœud A7. Le collecteur du transistor VT1 est relié à un fil commun et la résistance R7 est choisie pour que la tension résiduelle sur le collecteur du transistor VT6 ne dépasse pas +0,3 V. Les connexions sont rétablies. La sélection des résistances R8. R9 définit sur le collecteur VT9 une tension proche de zéro, mais pas supérieure à +0,3 V. Les broches 1, 3 du connecteur XI doivent être chargées lorsqu'elles sont réglées sur des résistances d'une résistance d'environ 30 ohms et d'une puissance de dissipation d'au moins 5 watts . Nœud A3. L'établissement des générateurs de gamme consiste à régler la fréquence de génération indiquée dans le tableau. 2, en utilisant les condensateurs C2, C3 et le nombre de tours de l'inductance L1 (la prise de la bobine est prise de 1/4-1/5 des tours). Le condensateur C4 est sélectionné pour être minimal, contrôlant la stabilité de génération. La sélection de C5 définit le désaccord de fréquence requis. En conclusion, une compensation thermique poussée du circuit est réalisée à l'aide d'un condensateur C3, composé de groupes de TKE différents. La boîte GPA pendant la compensation thermique chauffe jusqu'à 35...40 °C. La tension de sortie aux bornes de la résistance R6 doit être de 0,15 ... 0,2 Veff. Nœud A4. La tension RF au drain du transistor VT3, fournie au modulateur, doit être d'environ 2 Veff. La tension LF à la sortie du microcircuit DA1 doit être de 1 ... 1,5 A, lorsqu'une tension est appliquée à l'entrée du microphone à partir d'un générateur de sons avec une fréquence de 1000 Hz et une amplitude de 3 ... 5 mV. Le modulateur est configuré comme suit : tout d'abord, en connectant un millivoltmètre RF à l'émetteur VT4, à l'aide de C26, le circuit L3C26VD1VD2 est réglé en résonance sur le signal maximal. Ensuite, l'entrée de l'amplificateur de microphone est court-circuitée et, par réglage séquentiel des résistances R18, R15, le modulateur est équilibré pour une suppression maximale de la fréquence porteuse à la tension RF minimale au niveau de l'émetteur VT4. Le réglage de l'oscillateur manipulé consiste à régler la fréquence de l'oscillateur à cristal ZQ2. Elle doit être supérieure à la fréquence de l'oscillateur de référence de 800...900 Hz (contrôlée par un fréquencemètre sur les broches 5, 28 du connecteur XI). La valeur de la tension de sortie à ce stade doit être d'environ 0,3 V, .. à la fois en mode télégraphe et en mode téléphonique (lors de la prononciation d'un fort "a ... a"). A la sortie de l'émetteur-suiveur VT2, la tension de l'oscillateur de référence doit être de 1,5 ... 1,8 Veff. Nœud A6. La configuration de la carte commence avec le récepteur ULF. Sa sensibilité doit être de 5...10 mV à un volume de sortie normal. Le détecteur VT8, VT9 est équilibré lorsque la tension de l'oscillateur local de référence est appliquée et l'entrée est court-circuitée en ajustant la résistance R31 pour minimiser le bruit à la sortie IF. Le réglage de la FI n'a pas de particularités et consiste à régler les circuits sur la fréquence moyenne du filtre à quartz (avec le système AGC désactivé, la broche 11 du connecteur X1 est court-circuitée à la masse). A la sortie du système AGC (broche 13 du connecteur XI), la tension constante doit atteindre une valeur positive d'environ +5 V lorsqu'une tension d'environ 75 ... 30 mV est appliquée à son entrée (condensateur C40) à partir du générateur de sons. La tension GPA fournie au modulateur équilibré (sur l'enroulement L7) doit être de 1,3 ... 1,5 Veff. Lors de la transmission, la tension du signal SSB ou CW à la source du transistor VT2 ne doit pas dépasser 0,3 Veff. Les tensions constantes sur les collecteurs des transistors VT4 et VT7 ont respectivement une valeur de +9 V et +2,6 V. Dans ce cas, la tension GPA doit être appliquée au mélangeur. Lorsqu'un signal d'entrée est appliqué à l'enroulement L3 à partir d'un générateur RF d'une valeur d'environ 1 mV, les tensions sur les collecteurs de ces transistors diminuent à +0,4 V et +0,3 V, respectivement. Le système AGC est activé. Après avoir configuré la carte principale, sa sensibilité à partir de l'entrée doit être de 0,2 ... 0,3 μV. Une attention particulière doit être portée à l'alignement filtres à quartz avec des étages IF. Lors de la mise en place des filtres à quartz, il convient de tenir compte du fait que leurs paramètres dépendent fortement des capacités du circuit de mesure connecté en parallèle avec les entrées et les sorties des filtres. Pour cette raison, il est recommandé de régler les filtres à l'aide du circuit de mesure illustré à la fig. 18. Dans ce cas, les capacités C12 dans les filtres à huit cristaux et C4 dans les filtres à quatre cristaux doivent être temporairement dessoudées.
Nœud A2. Les filtres passe-bande sont accordés selon une technique bien connue, mais dans ce cas il faut charger leurs entrées et sorties avec des résistances de 75 ohms. Un amplificateur à large bande basé sur les transistors VT2, VT3, VT4 est d'abord accordé pour le courant continu. La tension constante sur le collecteur VT3 est de +15 ... 20 V, le courant de repos du transistor doit être d'environ 70 ... 80 mA. Ensuite, à l'aide des résistances R13, R24, l'inégalité de la tension de sortie est vérifiée et sélectionnée lorsqu'un filtre passe-bande du GSS reçoit un signal de 100 ... 150 mV dans la plage de 1,8 ... 30 MHz. Dans le même temps, une capacité d'environ 24 pF est connectée en parallèle à la résistance R270 (la capacité d'entrée de KP904A est simulée). La tension de sortie RF doit être de 5-7 Veff. Nœud A1. L'équivalent d'une antenne de 75 Ohm avec une puissance d'au moins 30 W est connecté à la sortie de la cascade et la valeur de la puissance de sortie est vérifiée. Les filtres passe-bande doivent être pré-réglés en utilisant la méthode de réglage « à froid ». Le courant "de repos" du transistor KP904A doit être d'environ 200 mA. Son réglage se fait par le potentiomètre R5. Après un réglage approfondi des nœuds individuels, un réglage complet de l'émetteur-récepteur est effectué dans tous les modes de fonctionnement - "réception", "transmission", "tonalité". littérature:
Auteur : A. Pershin UA9CKV ; Publication : N. Bolchakov, rf.atnn.ru
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Commentaires sur l'article : Leonid Super article! Merci!
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