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ENCYCLOPÉDIE DE LA RADIOÉLECTRONIQUE ET DU GÉNIE ÉLECTRIQUE Émetteur-récepteur OUI-93. Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique
Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique / Radiocommunications civiles Les paramètres élevés déclarés par l'auteur de cet émetteur-récepteur peuvent être pris avec scepticisme par certains lecteurs. Cependant, le circuit de l'émetteur-récepteur laisse espérer que ceux qui le répéteront pourront obtenir un appareil avec de très bons paramètres. A un moment donné, un test lors de compétitions KB à plein temps d'une douzaine et demie d'émetteurs-récepteurs du même type de type UW3DI, fabriqués par différents radioamateurs, a montré que leur propagation en dynamique atteint jusqu'à 30 dB. Donc au final, beaucoup dépend de l'expérience du radioamateur et de ses capacités. L'émetteur-récepteur proposé à l'attention des lecteurs est conçu pour les communications télégraphiques et téléphoniques avec modulation à bande latérale unique et bandes amateur 1,9; 3,5 ; 7, 14, 21 et 28 MHz. Au cours de son développement, la tâche était de créer un appareil moderne avec des caractéristiques techniques élevées et en même temps relativement simple en termes de circuits et permettant l'utilisation de composants radio largement utilisés. Les meilleurs, mais selon l'auteur, les développements de la radio amateur ont été utilisés avec des solutions de circuits originales. Le résultat est un appareil avec les caractéristiques techniques suivantes :
Certaines des spécifications, telles que la sensibilité, la plage dynamique, peuvent sembler exagérées, mais elles le sont vraiment. Pour les mesures, nous avons utilisé un générateur de bruit sur une lampe 2DZB (1, 2] et le dispositif "Dynamics" [1]. Ce dernier a été modifié pour réduire la densité spectrale du bruit latéral et exclure la pénétration du signal de sortie en contournant l'atténuateur . L'émetteur-récepteur est réalisé sur un circuit à deux conversions de fréquence. Le choix des fréquences intermédiaires (5 MHz et 500 kHz) est dicté par l'impératif de simplicité dans la mise en oeuvre des nœuds sélectifs, qui assurent en même temps une sélectivité réelle suffisamment élevée. Les voies de réception et de transmission sont combinées. Les filtres passe-bande (BPF), un générateur de plage lisse (GPA), des mélangeurs, des filtres à quartz et électromécaniques et un bloc de générateurs de fréquence de référence sont courants. Le schéma de circuit de l'émetteur-récepteur est illustré dans figure 1, schémas de ses nœuds individuels - sur la fig. 2 - 16. En mode réception, le signal de l'entrée d'antenne (prise XW1) via l'atténuateur A1 (voir figure 2) et PDF Z2 à trois boucles (Image 3) avec un gain de 6 dB entre dans le premier mélangeur U1 (Image 4)réalisés sur les transistors U1-VT1, U1-VT7, U1-VT8 [4]. Un tel mélangeur a un faible niveau de bruit, un coefficient de transmission relativement important et supprime le signal de l'oscillateur local à la sortie d'environ 60 dB.L'inductance U1-L5, qui a une grande résistance aux fréquences de fonctionnement, est incluse dans le circuit source de le transistor U1-VT1 et crée une rétroaction négative profonde. Pour le courant alternatif, il est shunté par la résistance de canal du transistor U1-VT7 (VT8). La tension d'oscillateur local fournie aux premières grilles de ces transistors provoque une modulation de la profondeur de rétroaction, c'est-à-dire qu'elle modifie la pente de la caractéristique de transfert sans déplacer le point de fonctionnement du transistor U1-VT1. Comme clés dans tous les mélangeurs de l'émetteur-récepteur, des transistors KP350A sont utilisés, qui ont de bonnes caractéristiques de commutation linéaire, et permettent également d'introduire l'AGC à travers les secondes portes, ce qui n'aggrave pas les caractéristiques dynamiques de la partie réceptrice. Le gain du mélangeur est d'environ 1. La plage dynamique d'intermodulation - au niveau de 90...95 dB - est obtenue avec le réglage global de l'émetteur-récepteur. Un niveau de 100 dB ou plus n'est réalisable qu'avec un réglage très minutieux de l'U1 Circuits -L1C6C7 et U2-L1C2 (voir figure 5), et sans l'utilisation d'interlinéateurs en ferrite, ainsi qu'une sélection rigoureuse des éléments du circuit U1-R5VD1C1R3, qui fournit apparemment un "équilibrage" du mélangeur. GPA G1 (voir figure 6) réalisé sur les transistors G1-VT1, G1-VT2 et U1-VT5, U1-VT6 et génère des oscillations dans les plages de fréquences indiquées dans le tableau. une. Tableau 1
Afin de simplifier ce nœud, seuls quatre relais ont été utilisés pour commuter les gammes, ce qui a naturellement conduit à un étirement non optimal de certaines gammes. Pour un fonctionnement normal du mélangeur, la fréquence GPA dans les bandes 21 et 28 MHz doit être deux fois plus élevée. Ce problème est résolu en allumant le deuxième transistor (L11-VT7) dans les plages spécifiées, grâce à quoi le mélangeur commute deux fois plus souvent, ce qui équivaut à doubler la fréquence GPA. Plus de détails à ce sujet peuvent être trouvés dans [5]. Pour assurer le gain de mixage le plus élevé possible dans les bandes 21 et 28 MHz, le GPA dispose d'un système de stabilisation rigide de l'amplitude de la tension de sortie (G1-VD4 et U1-VT5), et il est également possible de modifier en douceur la tension de polarisation de transistors L11-VT7, U1-VT8 utilisant la résistance ajustable U1-R29. De la sortie du mélangeur sur le transistor U1-VT1, la tension du premier IF (5 MHz) via le circuit P correspondant U1-C6L1C7 va à l'amplificateur, réalisé sur le transistor U1-VT2, est amplifié d'environ 6 dB et est diffusé sur le circuit U2-L1C2, relié à l'entrée du filtre à cristal U2-Z01 - U2-Z04 (Image 5) avec un coefficient de transfert d'environ 4 dB (dû à la transformation des résistances). De la sortie du filtre à quartz, le signal du premier IF va au deuxième mélangeur, monté sur les transistors U2-VT1, U2-VT3 et similaire en principe au mélangeur sur les transistors U1-VT1, U1-VT7, U1-VT8 . Le coefficient de transmission de ce mélangeur est de -15...20 dB. Le signal de référence avec une amplitude de 5 ... 7 V et une fréquence de 4,5 MHz est envoyé au deuxième mélangeur à partir de bloc générateur G2 (Fig. 7), réalisé sur les microcircuits G2-DD1 - G2-DD3 et les transistors G2-VT1, G2-VT2 et générant des oscillations avec une fréquence de 4,5 MHz et 500 kHz. Ces derniers sont obtenus en divisant la fréquence de l'oscillateur maître sur le CI DD1 (13,5 MHz) d'abord par 3 (G2-DD2), puis par un autre 9 (G2-DD3). Les cascades sur les transistors G2-VT1 et G2-VT2 sont des amplificateurs résonants qui génèrent des signaux de bonne forme sinusoïdale. Les diodes G2-VD1, G2-VD2 sont incluses dans les circuits collecteurs de ces transistors, ce qui permet d'obtenir des signaux d'une amplitude de 40 ... permis, avec les filtres de sortie G50-L2C7 et G8-L2C9C10L2C4, d'obtenir signaux exemplaires de l'amplitude et de la qualité requises. Le deuxième signal IF (500 kHz) passe, atténué de 6 dB, à travers le filtre électromécanique (EMF) U3-Z1 (Image 8) et entre dans l'entrée d'un amplificateur cascode réalisé sur les transistors U3-VT2, U3-VT3. L'amplificateur se distingue par un faible niveau de son propre bruit et fournit (à partir de l'entrée EMF) une amplification du signal de 60 dB. Les deuxièmes grilles des transistors à la fois du deuxième mélangeur et de l'amplificateur de la deuxième FI sont alimentées en tension AGC à partir du bloc A5. Le circuit U3-VD1R4R3C11VT1 fournit un mode d'auto-écoute pendant la transmission et élimine les clics de commutation. A partir de la sortie du deuxième amplificateur IF, le signal est envoyé au détecteur de signal à bande latérale unique, monté sur les transistors U3-VT4, U3-VT5. Il diffère des modèles bien connus par un grand coefficient de transmission (environ 10 dB), des niveaux de bruit et de fond faibles, ainsi qu'une grande capacité de surcharge. Le signal de référence avec une fréquence de 500 kHz provient du bloc G2. De la sortie du détecteur, le signal est envoyé aux entrées du nœud AGC A5 (photo 9) et amplificateur AF A6 (photo 10). Lors de la réception de signaux télégraphiques, le filtre CW A6-Z1 avec une bande passante d'environ 300 Hz est activé dans le chemin AF, réalisé sur l'ampli-op DA2, DA3 selon le schéma donné dans [6]. A la demande de l'opérateur, un déphaseur basse fréquence A6-L1R12C14C15 peut être inclus dans la voie (mode appelé classiquement « Stéréo »). Ce dernier décale la phase du signal de 90° à une fréquence de 900 Hz, ce qui améliore la sélectivité réelle grâce aux propriétés sélectives de l'oreille humaine et réduit au minimum la fatigue de l'opérateur, notamment en mode CW. La correction appliquée et le gain sélectionné (environ 30 dB) du microcircuit A6-DA1 ont permis d'obtenir un son "transparent" agréable du signal. À partir de la sortie du détecteur (U3), un signal contenant des composantes basse fréquence et haute fréquence (500 kHz) est envoyé à l'entrée de l'émetteur suiveur A5-VT1 du système AGC, après quoi il se divise en deux canaux. Le canal basse fréquence (A5-VT2, A5-VT3), qui contient un amplificateur logarithmique (A5-VT3), assure le fonctionnement de l'AGC et du S-mètre de 3 à 7 points de l'échelle S. L'absence d'un fréquence de référence de 500 kHz à la sortie du détecteur de tension a permis d'utiliser le signal FC pour le fonctionnement du canal à grande vitesse A5-VD1VD2VT6. La cascade sur les transistors A5-VT6, A5-VT7 est constituée de deux intégrateurs combinés avec des condensateurs de mise à l'heure A5-C11, A5-C12. L'introduction du transistor A5 VT6 a permis d'augmenter considérablement l'impédance d'entrée de l'intégrateur et, par conséquent, de réduire la capacité du condensateur A5-C12, ce qui, à son tour, lui a permis de se charger rapidement. Avec l'apparition d'un signal pour la première période de la tension IF, le condensateur A5-C12 est chargé et la tension sur les collecteurs des transistors A5-VT6, A5-VT7 chute brusquement, ce qui correspond à une diminution de la tension AGC et, par conséquent, une diminution du gain global de la voie de réception. Avec l'avènement du signal AF (beaucoup plus tard), le transistor A5-VT4 se ferme, augmentant la constante de temps du circuit AGC, de sorte que le gain global du récepteur entre les sons individuels de la parole est maintenu constant (7). Si le signal AF disparaît pendant plus de 100 ms, le transistor A5-VT4 s'ouvre et le condensateur A5-C12 se décharge rapidement, rétablissant la sensibilité du récepteur en peu de temps, presque imperceptible pour l'opérateur. Le canal à grande vitesse assure le fonctionnement normal de l'AGC avec des signaux d'entrée jusqu'à S9 + 80 dB. Afin d'atténuer le bruit impulsionnel, au lieu du condensateur A5-C7, en utilisant le relais A5-K2, A5-C8 est activé, ce qui réduit le temps de récupération AGC. Le transistor A5-VT5 désactive l'AGC en mode transmission. En général, le système AGC décrit présente les caractéristiques suivantes : la constante de temps de charge du circuit AGC avec un changement brusque du signal d'entrée n'est pas supérieure à 0,2 ms, la constante de temps de décharge n'est pas inférieure à 25 s, le temps de récupération de la sensibilité du récepteur lorsque le signal AF est perdu n'est pas supérieure à 100 ms, sans la nature oscillatoire du processus d'établissement et avec une petite répercussion de bruit impulsionnel. En mode transmission, le signal d'origine est formé en bloc A4 (voir figure 11), contenant un amplificateur de microphone à amplificateur opérationnel A4-DA1, un modulateur équilibré (A4-VD2, A4-VD3, A4-T1), un amplificateur DSB (A4-VT1) et un oscillateur télégraphique à clé (A4-VT2). L'amplificateur de microphone a une impédance d'entrée égale à l'impédance de la source du signal, ce qui aide à réduire les interférences haute et basse fréquence. Amplifié à un niveau de 3 ... 5 V, le signal AF est envoyé à un modulateur équilibré réalisé sur des varicaps A4-VD2, A4-VD3. Un tel modulateur est caractérisé par une distorsion non linéaire très faible, des niveaux de signal d'entrée et de sortie élevés et la facilité d'obtention d'une suppression de porteuse importante. Le signal à deux bandes généré est amplifié par le transistor A4-VT1 et envoyé à l'EMF A4-Z1, où la bande latérale inférieure est filtrée. Le signal à bande latérale unique est mélangé dans le mélangeur avec une tension de 4,5 MHz provenant du bloc G2. Le signal total avec une fréquence de 5 MHz et une amplitude d'environ 7 V est fourni au circuit U2-L3C6, où il est limité par les diodes U2-VD1, U2-VD2 à un niveau d'environ 0,7 V, ce qui comprime le plage dynamique du signal SSB à 20 dB. Le filtre à cristal U2-Z01 - U2-ZQ4 donne au signal la pureté et la qualité nécessaires après la limitation spécifiée. De la sortie du filtre (plus précisément, d'une partie du circuit U2-L1C2), le signal filtré entre dans le deuxième mélangeur du chemin de transmission (U1-VT3, U1-VT4, U1-VT7, U1-VT8), où il est mélangé avec le signal GPA G1. La cascade sur les transistors U1-VT3, U1-VT4 a un grand gain stable (environ 40 dB) et en même temps ne dégrade pas la plage dynamique du chemin de réception (en mode réception). De la sortie du mélangeur, le signal entre dans l'un des circuits PDF (Z2). Le signal filtré est amplifié par un amplificateur large bande à base de transistors A2-VT1, A2-VT2 (voir figure 12) de 100 mV au niveau de 7 ... 10 V, après quoi il entre dans l'entrée de l'amplificateur de puissance (PA) A3 (Image 13), où il est amplifié en puissance jusqu'à 25 W à une charge avec une résistance de 50 ohms. Après avoir passé le filtre à bande MIND Z1 (Image 14), ce signal entre dans l'atténuateur A1 (Image 2), et de celui-ci à l'antenne. Les circuits de protection du puissant transistor A3-VT1 fournis dans le PA permettent non seulement de commuter des plages en mode de transmission, mais également d'empêcher sa défaillance dans d'autres situations extrêmes. Le transfert de l'émetteur-récepteur du mode émission au mode réception, et inversement, s'effectue à l'aide des interrupteurs à transistors de l'interrupteur S1 (Image 15)commandé par les contacts d'un interrupteur monté dans la pédale. Alimentation de l'émetteur-récepteur U4 (voir Figure 16) contient un transformateur de réseau T1, trois redresseurs double alternance (U4-VD1, U4-VD6 ; U4-VD2, U4-VD5 : U4-VD3, U4-VD4), un régulateur de tension +40 V sur un transistor U4-VT1 - Tensions U4-VT3 et stabilisateurs + 15 et -15 V (le premier - sur le circuit intégré U4-DA1, le second - sur les transistors U4-VT4, U4-VT5). Tous les stabilisateurs sont protégés contre les surcharges de courant et les courts-circuits dans la charge. La conception de l'émetteur-récepteur est en bloc. Les détails des nœuds Z2, U1 - U3, G2 sont montés sur des cartes de circuits imprimés en fibre de verre double face (voir Fig. 17 - 21). la feuille du côté de l'installation de la pièce est utilisée comme fil de blindage commun. Autour des trous pour les fils des pièces qui ne doivent pas être connectées à un fil commun, il est enlevé en fraisant avec une perceuse d'environ deux fois plus de diamètre. Les nœuds restants sont montés sur des panneaux en fibre de verre à feuille unilatérale (voir Fig. 22 - 31). Figure 17
Pour les filtres PA (Z1), il est nécessaire de réaliser deux cartes (elles sont installées l'une au-dessus de l'autre sur le châssis de l'émetteur-récepteur; entre parenthèses sur la Fig. 31, les désignations de position des éléments installés sur la deuxième carte sont indiquées). Lors de la répétition de la conception, il convient de tenir compte du fait que les contours des conducteurs imprimés dans les dessins de toutes les cartes, à l'exception des nœuds Z1 et Z2, sont affichés du côté des pièces, ils doivent donc être transférés sur les flans de les planches dans une image miroir. Les croix aux extrémités des fils des pièces indiquent les endroits où ils sont soudés à la feuille (il n'y a pas de trous à ces endroits), les points noirs indiquent la connexion (soudure) des fils des pièces au-dessus de la carte. Les lignes pointillées sur les figures 19 et 20 montrent les contours des plots du côté de l'installation des pièces, les lignes pointillées épaissies sur la figure 21 - conducteurs imprimés sur le côté des pièces, et enfin, les lignes en pointillés doubles sur les figures 18 -21 - cloisons de blindage (tôle étamée) soudées sur feuillard commun. Le condensateur C9 sur la carte du bloc A3 (voir Fig. 23) est composé de deux condensateurs (C9 'et C9 ") d'une capacité de 0,047 microfarads, C10 - de trois (C10', C10 "et C10 '") avec une capacité de 0,033 microfarads. Les nœuds montés Z2, U1 - U3, Gl, G2 et une échelle numérique sont placés dans des écrans rectangulaires en tôle étamée de 0,5 mm d'épaisseur. Chacun d'eux se compose de deux parties : une coque selon la taille de la planche et une hauteur de 35 mm et un couvercle avec un bordage. La carte est installée à une distance de 8 mm du bord de la coque face au châssis et sur tout le périmètre la feuille du fil commun (des deux côtés) est soudée à ses parois. En face des plots de contact-sorties des nœuds dans les parois latérales, il est nécessaire de prévoir des trous d'un diamètre de 4 ... 5 mm pour les fils de connexion. La conception du nœud PDF Z2 reprend presque entièrement la conception du nœud correspondant de l'émetteur-récepteur RA3AO ¦7. Les données d'enroulement des bobines de tous les nœuds, à l'exception de Z2, sont données dans le tableau. 2, et bobines PDF - dans le tableau. 3. Les enroulements du transformateur A4-T1 et les bobines A4-L1, U1-L1, U2-L1 - U2-L3, U3-L1, U3-L2 sont enroulés sur des cadres unifiés à trois sections (Fig. 32). Bobines Z1-L1 - Z1-L6 - sans cadre. Le diamètre intérieur des trois premiers d'entre eux - 17, les trois seconds - 21 mm, longueur d'enroulement - 35 mm. La bobine G1-L1 est fabriquée en brûlant du cuivre dans une rainure en spirale d'un cadre en céramique d'un diamètre et d'une longueur de 20 mm, la longueur de "l'enroulement" est de 14 mm.
Le dispositif du transformateur A2-T2 est illustré à la fig. 33. Deux ensembles de 3 des cinq anneaux de ferrite (2000NN) de taille K7x4x4 servent chacun de circuit magnétique. Les anneaux sont mis en place (avec de la colle BF-2) sur les segments 1 d'un tube de cuivre d'un diamètre extérieur de 4 mm, après quoi des bandes rectangulaires 2 et 4 de fibre de verre en feuille avec des trous le long du diamètre des tubes sont placées sur leur saillie extrémités, la feuille sur la bande 4 est divisée en deux parties, la barre 2 est laissée pleine. L'enroulement secondaire de ce transformateur est obtenu après avoir soudé la feuille des bandes aux tubes (les fils soudés aux plots de la bande 4 sont connectés au PA). L'enroulement secondaire 5 est réalisé avec le fil MGTF en le faisant passer deux fois dans les tubes.
Les enroulements du transformateur AZ-T1 contiennent neuf tours d'un faisceau de trois fils MGTF (neuf tours sont enroulés avec six fils torsadés ensemble, puis l'enroulement est divisé en deux parties - trois fils chacune et connectées en série). Les enroulements du transformateur U1-T1 sont enroulés simultanément avec trois fils, et l'un d'eux (celui qui sera inclus dans le circuit collecteur du transistor U1-VT6) est préalablement prélevé au milieu. Les bobines Z2-L1 - Z2-L18 sont enroulées sur des cadres PTFE-4 (voir Fig. 34). Taille a entre bobines Z2-L2 et Z2-L3, Z2-L14 et Z2-L15, Z2-L17 et Z2-L18 - 5...6 mm, entre Z2-L5 et Z2-L6, Z2-L8 et Z2- L9, Z2-L11 et Z2-L12 - 6...7 mm.
Tous les selfs sont unifiés, marque DM. Le transformateur de puissance T1 est enroulé sur un circuit magnétique toroïdal d'une section de 8,8 cm² en acier de transformateur. L'enroulement I contient 800 tours de fil PEV-2 0,65, l'enroulement II -72+72+72+72 tours PEV-2 1,2. Les types de relais électromagnétiques suivants sont utilisés pour commuter les circuits : A1-K1 et Z1-K1 - Z1-K6 - RES48A (passeport RS4.590.413) ; A1-K2 - RES52 (RS4.555.020); A2-K1 et G1-K2 - C1-K&<- RES55A (RS4.569.606); Z2-K1 - Z2-K12, G1-K1, A5-K2, A6-K1, A6-K2, U1-K1 et U2-K1 - RES49 (4.569.421-00-01); A5-K1-RES60 (PC4.569.436). Commutateur de gamme - PM-11P1N de petite taille, type de travail - PM-11P2N. Le châssis pratique de l'émetteur-récepteur Ural-84 [7] a été utilisé comme base pour la conception. Le placement des principaux composants de l'émetteur-récepteur dans celui-ci est expliqué dans la Figure 35 (vue de dessus) et la Figure 36 (vue de dessous).
Entre les côtés du châssis à une hauteur de 65 mm du capot inférieur, un sous-châssis en duralumin de dimensions 225x150 mm est fixé, et à une hauteur de 25 mm - un autre sous-châssis de dimensions 225x80 mm, sur lequel la carte de nœud A3 et le transformateur de puissance T1 sont installés. Les transistors A3-VT1, U3-VT2 et la puce U3-DA1 sont installés sur un dissipateur thermique nervuré commun, qui est également la paroi arrière du châssis. paramètre; démarrage transcepteur avec alimentation U4 (voir fig. 16). Tout d'abord, avec une résistance ajustable U4-R5, une tension de 40 V est définie à la sortie et ils sont convaincus de sa stabilité lorsque le courant de charge augmente à 3A (le courant de fonctionnement du dispositif de protection, si nécessaire, est modifié en sélectionnant la résistance U4-R7). Ensuite, le fonctionnement du régulateur de tension +15 V est vérifié (il doit rester pratiquement inchangé lorsque le courant de charge augmente à 1 A), après quoi la tension est réglée sur -4 V avec une résistance d'accord U12-R15 et sa stabilité est vérifié lorsque le courant de charge atteint 0,1 A. Ensuite, supprimez la réponse en fréquence de l'amplificateur AF avec un filtre CW (Fig. 10). En mode SSB, il doit être uniforme dans la bande de fréquence 300...3000 Hz. En mode CW, la bande passante est réduite à 6 Hz à une fréquence moyenne de 13 Hz avec une résistance d'accord A300-R800, et le gain total dans ces deux modes est égalisé avec une résistance A6-R22. Amplificateur IF 500 kHz (Image 8) s'accorder avec l'EMF en appliquant la tension AGC de +5 V. En connectant l'entrée EMF au GSS et en réglant la tension RF à la sortie de ce dernier avec une fréquence de 500 kHz et une amplitude de 5 μV, en changeant la capacité des condensateurs d'accord U3-C20, U3-C2 et l'inductance des bobines U3-L2, U3-L1 assurent que la tension du signal à la sortie de l'amplificateur monte à environ 5 mV. De plus, en sélectionnant la résistance U3-R4, le volume d'auto-écoute souhaité en mode TX est défini, et le condensateur U3-C11 est le retard nécessaire pour éliminer complètement les clics dans les téléphones lors du passage de l'émetteur-récepteur du mode TX au RX. Le détecteur n'a pas besoin d'être réglé. Mise en place du bloc de groupes électrogènes G2 (Image 7) commencez par un oscillateur maître sur les éléments de l'IS G2-DD1. En sélectionnant une résistance G2-R3, un condensateur G2-C1 et en modifiant la capacité G2-C2, ils garantissent que le générateur démarre de manière fiable et fonctionne de manière stable à la fréquence du résonateur à quartz G2-Z01. Ensuite, en ajustant l'inductance de la bobine G2-L1, une tension maximale de 4,5 MHz est obtenue sur le condensateur G2-C8, et les bobines G2-L2 - une tension maximale de 500 kHz sur le condensateur G2-C10. De plus, en sélectionnant les condensateurs G2-C11 et U2-C10, U2-C11 (et, si nécessaire, l'inductance U2-L4), ils atteignent une tension de 2 MHz sur la résistance U6-R4,5 entre 3 ... 7 V. En sélectionnant les condensateurs G2-C18, G2-C19, atteindre la même tension avec une fréquence de 500 kHz sur la résistance, U3-R21, et en sélectionnant les éléments G2-L7, G2-C13 (en mode TX), et sur la résistance A4-R11. Unité de filtre à quartz U2 (Image 5) régler en ajustant les fréquences des résonateurs U2-Z01, U2-Z02, U2-Z03 et U2-ZQ5 aux valeurs requises, en abaissant leurs fréquences de résonance par une méthode connue - en frottant des plaques de quartz avec de la soudure. Cette opération doit être effectuée avec beaucoup de soin. L'uniformité de la réponse en fréquence du filtre à quartz dans la bande de fréquences de 5000 ... 5003 kHz est obtenue en ajustant l'inductance des bobines U2-L1 - U2-L3 et en supprimant les "queues en dehors de la bande passante d'au moins -40 dB" est obtenu en connectant de petits condensateurs parallèlement aux capacités des résonateurs U2-Z03, U2-Z04 (sur la Fig. 5 - condensateur C4 représenté par des lignes pointillées). Réglage PTD G1 (voir figure 6) commencez par poser les limites des plages conformément au tableau. 1. Pour ce faire, sélectionnez les condensateurs G1-C6, G1-C8, G1-C9, G1-C11, G1-C12, G1-C14, G1-C15, G1-C17, G1-C21, G1-C22 (en tenant compte le TKE requis) et en modifiant la capacité des condensateurs ajustables G1-C7, G1-C10, G1-C13, G1-C16, G1-C23. Les bandes 7 et 28 MHz sont posées en premier. De plus, en modifiant la tension à la base et en sélectionnant la résistance G1-R14, le courant traversant le transistor est défini, auquel le signal GPA n'est pas déformé. Dans le pilote GPU (Image 4) en sélectionnant les éléments U1-C23, U1-C20, U1-R20, ils obtiennent sur l'enroulement secondaire du transformateur T1 stable dans les plages et à l'intérieur de chacune d'elles (lors de la reconstruction du condensateur G1-C24) tension RF avec une amplitude de 3 ... 5 V, et en sélectionnant le condensateur G1 -С18 dans le GPA lui-même - la plage requise de son désaccord de fréquence. Nœud PDF Z2 (Image 3) syntoniser à partir de la bande 1,9 MHz. En connectant à l'entrée du nœud une sortie de 50 ohms du compteur de réponse en fréquence (par exemple, X1-48), et à la sortie - une résistance de 10 kΩ avec un condensateur de 20 pF connecté en parallèle et une tête de détection du compteur de réponse en fréquence, changement ; la capacité des condensateurs ajustables, et si nécessaire, en sélectionnant des condensateurs de capacité constante connectés en parallèle avec eux, ainsi qu'un léger changement; les distances entre les bobines permettent d'obtenir une réponse en fréquence uniforme dans chaque plage. Après cela, allumez l'émetteur-récepteur pour la réception (RX) et encore une fois, spécifiez le réglage de tous les circuits du chemin de réception. Au gain maximum, la sensibilité de l'entrée de l'émetteur-récepteur avec un rapport signal sur bruit de 10 dB doit être d'environ 0,05 μV. Pour éliminer les éventuelles erreurs, il est conseillé d'utiliser un générateur de bruit sur une lampe 2DZB ou similaire lors des mesures. Dans les gammes de 21 et 28 MHz, la sensibilité maximale est obtenue en déplaçant la résistance ajustable U1-R29. La plage dynamique d'intermodulation maximale (100 dB) est obtenue en ajustant les circuits U1-L1C6C7 et U2-L1C2, ainsi qu'en sélectionnant avec soin les éléments U1-R5, U1-VD1, U1-R3, U1-C1. Nœud AGC A5 (Image 9) mis en place dans cet ordre. En appliquant un signal avec un niveau de S3 à S9 points à l'entrée de l'émetteur-récepteur, en modifiant la résistance de la résistance accordée A5-R3, les lectures du S-mètre sont "empilées" dans la première moitié de l'échelle. Ensuite, le niveau du signal est progressivement augmenté de S9 à S9 + 80 dB et, à l'aide d'une résistance accordée A5-R2, faites de même dans la seconde moitié de l'échelle. Au cours de ces ajustements, la résistance de la résistance A5-R20 est sélectionnée dans le circuit émetteur du transistor A5-VT7. S'il est nécessaire de modifier le rapport des lectures du S-mètre dans la première et la seconde moitié de l'échelle, sélectionnez la résistance A5-R14. Ensuite, les caractéristiques de vitesse du système AGC sont mesurées. Après avoir soudé l'une des bornes de la résistance A5-R12 de la carte et connecté un oscilloscope à la sortie du nœud (broche 4), un signal avec un niveau de S9 + 80 dB est envoyé à l'entrée de l'émetteur-récepteur (saut ) La tension AGC doit diminuer de la valeur maximale (+ 5 V) au minimum ( +0,1...0,3 V) pendant 0,2...0,5 ms au maximum. Lorsque le signal d'entrée est supprimé, il doit revenir au niveau d'origine (+5 V) en 25 secondes environ. Avec la résistance A5-R12 en place, le temps de réinitialisation doit être réduit à 100 ms. Une réduction supplémentaire de ce temps (à la valeur optimale) est obtenue en sélectionnant le condensateur A5-C8 lorsqu'un bruit impulsionnel est appliqué à l'entrée de l'émetteur-récepteur. Tableau 2
En mode transmission (TX), le réglage commence par un modulateur équilibré A4 (Image 11). Tout d'abord, les résistances ajustables A4-R9 (grossièrement), A4-R11 (fin) et le trimmer du transformateur A4-T1 permettent de supprimer le signal de référence d'au moins 50 ... 60 dB. Tableau 3
De plus, lors de la prononciation d'un son fort «a» devant le microphone, une résistance d'accord A4-R16 définit la tension DSB d'environ 4 ... 1 V sur le drain du transistor A8-VT10. En mode "Setting", le générateur CW sur le transistor A4-VT4 est activé, générant des oscillations d'une fréquence de 501 kHz. En sélectionnant le condensateur A4-C13 et en ajustant l'inductance de la bobine A4-L1, une tension de 4 ... 1 V est définie sur le drain du transistor A6-VT8, se concentrant ensuite sur le signal de sortie nominal de l'émetteur-récepteur. La tension sur le circuit U2-L3C6 dans ce mode (avec les diodes U2-VD1, U2-VD2 éteintes) doit être d'environ 6 ... 8 V, et à l'entrée du pilote A4 (broche 1) - 5 ... 6 mV. Le courant de drain requis du transistor A2-VT5 (100 mA) est défini par la résistance ajustable A150-R2. La tension de sortie du bloc A2 (sur la broche 30) doit être comprise entre 2 et 9 V. Le mode de fonctionnement requis du transistor A3-VT1 (Fig. 13) - courant de drain 150 mA - réglé avec une résistance ajustable A3-R4. La tension moyenne du signal sur les gammes à la charge équivalente avec une résistance de 50 Ohms connectée à la prise d'antenne de l'émetteur-récepteur doit être d'environ 36 V, ce qui correspond à une puissance de sortie de 25 W. Par plages, la puissance de sortie est égalisée par la sélection de la résistance A3-R2 et du condensateur A2-C2. Si nécessaire, sélectionnez l'inductance (en décalant ou en poussant les spires) des bobines Z1-L1 - Z1-L6. En conclusion, en sélectionnant la résistance U4-R1, le dispositif RA1 est calibré (voir figure 1) de sorte que lorsque vous travaillez sur l'air, sa flèche dévie jusqu'au dernier repère de l'échelle à un courant de 2 A. Afin d'éviter de surcharger les étages d'amplification, il est conseillé de vérifier le chemin de transmission de l'émetteur-récepteur à l'aide d'un signal à deux tons. L'auteur est reconnaissant à Tulaev I. V. (UA4HK) et Baranov V. A. (RZ4HN ex UA4HNZ) pour leur grande aide dans le développement de l'émetteur-récepteur. littérature 1. Skrypnik V. A. Dispositifs de surveillance et de réglage des équipements de radio amateur. - M. : Patriote, 1990. Auteur : Gennady Bragin (RZ4HK ex UA4HKB), Chapaevsk, région de Samara ; Publication : N. Bolchakov, rf.atnn.ru
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