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ENCYCLOPÉDIE DE LA RADIOÉLECTRONIQUE ET DU GÉNIE ÉLECTRIQUE Régulateurs de largeur d'impulsion des séries KR1156EU2 et KR1156EUZ. Donnée de référence
Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique / Les références Les microcircuits des séries KR1156EU2, KR1156EU3 sont conçus pour contrôler les alimentations secondaires à découpage fonctionnant à une fréquence allant jusqu'à 1 MHz. Les analogues les plus proches de ces microcircuits sont respectivement UC3825 et UC3823 (Unitrode). L'analogue domestique le plus proche est KR1114EU4. Les microcircuits sont fabriqués à l'aide de la technologie épitaxiale planaire avec isolation de jonction p-n. Ils sont conditionnés dans un boîtier plastique à seize broches 2103.16-3 (Fig. 1). Poids de l'appareil - pas plus de 1,2 g
Les contrôleurs sont conçus pour fonctionner dans des appareils avec contrôle de largeur d'impulsion (PW) et retour de tension et de courant. Le délai de propagation du signal à travers le contrôleur ne dépasse pas 50 ns. Le circuit intégré contient un amplificateur d'erreur à large bande avec une vitesse de balayage d'au moins 12 V/µs et est compatible avec les systèmes d'anticipation de tension d'entrée. À la sortie des contrôleurs, des commutateurs en demi-pont pour un courant jusqu'à 1,5 A (broches 11 et 14) sont fournis, ce qui permet de contrôler des transistors puissants de la structure MOS (en mode push-pull - KR1156EU2, en simple- mode cycle - KR1156EUZ). Les contrôleurs contiennent un certain nombre d'appareils et de systèmes qui peuvent considérablement étendre la portée. Ceux-ci incluent un verrou SHI (plus à ce sujet ci-dessous), un limiteur de courant dans chaque période, un nœud qui assure un démarrage en douceur du contrôleur, un limiteur pour la durée maximale des impulsions de sortie, une source de tension de référence de 5,1 V. De plus, protection contre la tension d'alimentation réduite, qui a une "hystérésis", la capacité de synchroniser et d'éteindre le contrôleur avec des signaux externes. À l'état "Off", le microcircuit consomme un courant ne dépassant pas 1 mA. Brochage des microcircuits (entre parenthèses, la désignation de la sortie sur l'image graphique conditionnelle est indiquée): broche. 1 - entrée inverseuse de l'UO; broche. 2 - entrée non inverseuse du système d'exploitation; broche. 3 (0ea) - sortie de l'ampli op, inversant l'entrée du comparateur SHI ; broche. 4 (Syn) - entrée/sortie du signal de synchronisation ; broche. 5 (Rt) - sortie pour connecter une résistance* du circuit de temporisation ; broche. 6 (Ct) - borne de connexion d'un condensateur* du circuit de temporisation ; broche. 7 (Rampe) - entrée non inverseuse du comparateur SHI ; broche. 8 (Cs) - sortie pour connecter le condensateur de l'unité de démarrage progressif; broche. 9 (Stop) - signal d'entrée pour limiter le courant ou éteindre le microcircuit; broche. 10 (Com) - sortie commune, sortie de puissance négative ; broche. 11 (A) - sortie du premier amplificateur de courant en demi-pont; broche. 12 (Em) - émetteur de transistors amplificateurs de courant; broche. 13 (Kol) - collecteur de transistors amplificateurs de courant; broche. 14 (B) - sortie du deuxième amplificateur de courant en demi-pont; broche. 15 (+U) - puissance de sortie positive ; broche. 16 (Uref) - sortie de la source de tension de référence. Le schéma fonctionnel du microcontrôleur KR1156EU2 est illustré à la fig. 2. Étant donné que les microcircuits KR1156EU2 et KR1156EUZ présentent de nombreuses similitudes, plus loin dans le texte, sauf indication contraire, la description fera référence aux deux.
Le contrôleur comprend un générateur de tension en dents de scie G1, une source de tension de polarisation de 2 V G1,25, un amplificateur opérationnel à erreur large bande contrôlée DA1, un comparateur SI DA5, un verrou sur le déclencheur DD3, un inverseur de phase sur les déclencheurs DD5, DD6, des amplificateurs de courant de sortie DA7, DA8 avec unité de commande logique DD7, DD8, unité de démarrage progressif (transistors VT1, VT2, source de courant G3), limiteur de courant de charge de comparateur DA2 avec une unité d'arrêt de microcircuit (DA3, DD2), unité de blocage de sous-tension DA4, exemple de source de tension G4 avec l'unité de commande cette tension (DA6). Les fonctions de protection du contrôleur sont assurées par un comparateur de limitation de courant de charge DA2 avec une tension de seuil de 1 V, un comparateur de coupure de puce DA3 avec une tension de seuil de 1,4 V et une unité de démarrage progressif qui peut, en outre, limiter le durée maximale de l'impulsion de sortie (puisque la tension en sortie de l'amplificateur d'erreur DA1 limitée par la tension en sortie du contrôleur 8 passe par le circuit de commande sur le transistor VT1). L'unité de blocage du contrôleur, lorsque la tension d'alimentation descend en dessous de 9,2 V (avec une "hystérésis" de 0,6 V) à l'état "Off", fournit une faible consommation de courant, tout en commutant les amplificateurs de sortie dans un état à haute impédance . Le nœud logique DD7, DD8 empêche la transition simultanée des amplificateurs de sortie vers un état de niveau haut et l'apparition de nombreuses impulsions pendant un cycle aux sorties A et B. Les amplificateurs de courant de sortie en demi-pont sont conçus pour fonctionner avec une charge qui a un grand composant capacitif, par exemple, des grilles de transistors MOS puissants, et sont capables de fournir à la fois un courant entrant et sortant. Principales caractéristiques techniques*
* Avec une tension d'alimentation de 15 V et une température ambiante entre 0O...+70 °C. **Pour le contrôleur KR1156EUZ - par la période Valeurs maximales admissibles des caractéristiques*
* Le temps d'exposition de la valeur limite du paramètre ne doit pas dépasser 1 ms avec un rapport cyclique de 100. ** A une température ambiante supérieure à 25 °C, la puissance dissipée Р doit être réduite selon la loi linéaire Р = 1 - (Tacr.moy. - 25 °C) / Rt env.avr. où Rt env.avr - résistance thermique du cristal-ambiant, égale à 125 °C/W. La source de tension de référence G4 se compose d'un stabilisateur à compensation thermique et d'un amplificateur de courant qui alimente une charge externe avec un courant allant jusqu'à 10 mA (à partir de la broche 16). La source est équipée d'un dispositif de protection contre les courts-circuits en sortie à un niveau d'environ 30 mA. Il alimente les comparateurs, les nœuds logiques, la polarisation 1,25 V, l'ampli op et le générateur de dents de scie. L'oscillateur maître de tension en dents de scie peut fonctionner à des fréquences allant jusqu'à 1 MHz. Il est déterminé par la résistance de la résistance R et la capacité du condensateur Ct du circuit de temporisation connecté aux bornes 5 et 6, respectivement. À la broche 5, le contrôleur maintient une tension de 3 V et le courant traversant la résistance Rt est réfléchi vers la broche 6 dans un rapport de 1: 1, de sorte que le courant de charge l3Ct du condensateur Ct est déterminé à partir de l'expression l3Ct = 3 /Rt. A Rt = 3,65 kΩ et Ct = 1000 pF, la fréquence du générateur est de 400 kHz ±10 %. Pour fonctionner à une fréquence différente, il est nécessaire de modifier les paramètres du circuit de temporisation conformément à la Fig. 3.
Le temps "mort" de l'oscillateur, qui est égal à la durée de l'impulsion à la sortie Syn et détermine la dynamique du contrôleur (puisque les sorties A et B sont à l'état bas), dépend de la capacité Ct et peut atteindre 100 ns. Le générateur génère une tension en dents de scie à l'entrée Ct (broche 6), un signal de synchronisation pour le fonctionnement conjoint de deux contrôleurs (pris de la broche 4), génère des impulsions d'horloge à la broche 4 pendant les chutes de tension en dents de scie pour fermer simultanément les amplificateurs de sortie dans afin d'exclure le courant traversant (à travers les amplificateurs à transistors) et commute la bascule DD3 dans un état qui permet le fonctionnement des amplificateurs de sortie. Le générateur est construit selon le circuit de déclenchement de Schmitt, dont la sortie est connectée à la broche 4 via un émetteur suiveur sur un transistor npn. Des impulsions d'horloge sont formées sur cette broche, leur niveau bas (2,3 V) correspond à la charge du condensateur Ct, et haut (4,5 V) - détente. L'émetteur suiveur permet de combiner les sorties de 4 plusieurs microcircuits (câblage OR). La capacité de charge de la sortie est de 4 à 1 mA, et comme la source de courant interne dans la charge de l'émetteur suiveur ne consomme pas plus de 400 μA, le facteur de branchement de cette sortie en fonctionnement synchrone avec des microcircuits similaires est d'au moins deux. Le générateur des microcircuits esclaves (synchronisés) ne peut pas être bloqué, mais accordé à une fréquence légèrement inférieure à celle du générateur maître, en choisissant de manière appropriée les éléments de temporisation Rt et Ct. Avec cette approche, chaque contrôleur aura une tension en dents de scie locale. Il est également possible d'éteindre complètement le générateur si la broche 5 est connectée à la broche 16 et la broche 6 à une broche commune. Dans ce cas, le signal de synchronisation est fourni par un générateur externe à la broche 4. Pour une synchronisation plus ramifiée, un émetteur suiveur contrôlé par le signal d'horloge du contrôleur maître peut être utilisé, et des esclaves peuvent être connectés à sa sortie via des condensateurs et, si nécessaire, via des résistances de terminaison et des lignes de transmission. Le choix correct du condensateur Ct est très important. À haute fréquence, sa résistance et son inductance série effectives, ainsi que la valeur d'absorption diélectrique, déterminent la précision et la stabilité de la fréquence de l'oscillateur. Par conséquent, il est recommandé d'utiliser uniquement des condensateurs RF. Pour réduire l'influence de l'inductance parasite des fils du condensateur, il est nécessaire de les raccourcir au maximum lors de l'installation et de les connecter le plus près possible de la broche 10 du microcircuit. Les impulsions de synchronisation à un niveau traduisent le verrou DD3 à l'état zéro, synchronisent l'inverseur de phase et flashent les amplificateurs de sortie du contrôleur, empêchant le courant traversant. Au niveau zéro de l'impulsion de synchronisation, une impulsion de niveau haut apparaît à la sortie de l'un des amplificateurs et reste jusqu'à l'arrivée de l'impulsion de synchronisation suivante, s'il n'y a pas eu d'inhibition dans d'autres circuits. L'amplificateur de signal d'erreur DA1 est un amplificateur opérationnel haut débit à large bande avec une sortie à faible résistance. L'utilisation de seulement n-p-n transistors dans son chemin de signal a permis d'atteindre une fréquence de gain unitaire de 5,5 MHz. Pour garantir le temps minimum de passage du signal d'erreur à travers l'amplificateur opérationnel, la jonction de collecteur des transistors correspondants est shuntée avec une diode Schottky pour éviter la saturation. Le gain est réglé, comme d'habitude, en choisissant la profondeur du système d'exploitation. La réponse en fréquence typique de l'amplificateur a une valeur de gain de 95 dB à fréquence nulle et un pôle à 100 Hz. La connexion des entrées de l'amplificateur d'erreur DA1 dépend de la polarité de la tension de sortie de l'alimentation conçue. S'il est nécessaire d'obtenir une tension positive stabilisée (par rapport au fil commun), alors la tension de mode commun est de 5,1 V (exemple) et le circuit OS est construit comme indiqué sur la Fig. 4a. Lorsqu'elle est négative, il est recommandé de régler la tension de mode commun sur la moitié de celle de l'exemple, et le diviseur de circuit OS est connecté entre la sortie de la source d'alimentation et la borne 16 du contrôleur (Fig. 4, b).
L'émetteur du transistor VT1 est connecté à la base du transistor de sortie npn de l'amplificateur opérationnel (selon le schéma de la Fig. 2) de la structure p-n-p. Par conséquent, la tension à la sortie de l'ampli op ne peut pas dépasser la tension à la broche 8 du contrôleur. Il convient de garder à l'esprit que la sortie de l'ampli op est chargée avec une résistance interne de 50 ohms connectée à la sortie commune. Par conséquent, si la charge externe implique un courant de dissipation important, une résistance shunt supplémentaire peut être nécessaire pour réduire la tension à la sortie de l'amplificateur opérationnel. Le comparateur SHI DA5 est réalisé selon le schéma d'un amplificateur différentiel à base de transistors npn avec un émetteur suiveur en sortie, qui empêche le mode de saturation des transistors du comparateur. Le signal de sortie correspond à l'ESL à une tension d'alimentation de 5,1 V. Le signal d'entrée en mode commun du comparateur est limité en bas par une valeur d'environ 1 V. Étant donné que la tension à l'entrée Ramp du contrôleur (par exemple, lorsqu'une tension en dents de scie lui est appliquée à partir de la broche 6) peut varier de 0 à 3 V, pour l'adaptation de niveau, un décalage de tension de 1,25 V est fourni à l'entrée non inverseuse du comparateur par la source de polarisation interne G2. Le comparateur de limitation de courant DA2 est de structure similaire au comparateur SHI. Le comparateur de désactivation DA3 est réalisé selon le schéma d'un amplificateur différentiel à base de transistors p-n-p. Une tension fixe de 1 et 1,4 V, respectivement, formée à partir de la tension de référence, est appliquée à l'entrée inverseuse de ces comparateurs. Les éléments logiques sur le chemin du signal à travers le contrôleur, y compris le verrou SHI DD3 et l'inverseur de phase DD5, DD6, sont réalisés sur l'ESL avec des suiveurs d'émetteur tampon. Le courant de commutation de ces nœuds est choisi assez grand - 400 μA. Par conséquent, bien qu'il y ait deux éléments OU (DD1 et DD4), des éléments OU-NON (DD7, DD8), un verrou (DD3) sur le chemin entre les comparateurs d'entrée et les amplificateurs de courant de sortie, leur part dans le temps de retard total ne dépasse pas 20 % Le retard principal concerne les comparateurs et les amplificateurs de sortie. Cependant, la vitesse à laquelle le signal ne traverserait pas le chemin n'a que peu d'importance si la sortie ne fournit pas une commutation rapide avec l'amplitude requise. Les amplificateurs de courant en demi-pont de sortie DA7, DA8 vous permettent de commuter une charge d'une capacité de 1000 pF pendant 30 ns à une tension d'alimentation du contrôleur de 15 V. La valeur de crête du courant traversant la charge est d'au moins 1,5 A. Pour assurer la vitesse des amplificateurs, il faut supporter un courant traversant à travers les transistors de sortie, à cause duquel, notamment, le microcircuit s'échauffe, surtout aux hautes fréquences. Dans l'étage de sortie du contrôleur KR1156EU2, de puissants transistors de sortie sont contrôlés par un signal complémentaire, c'est-à-dire que lorsque l'un est ouvert, l'autre est fermé. Le mode de fonctionnement des transistors est choisi pour que seuls 20 ns de courant traversant les traversent lors de chaque commutation, ce qui à une fréquence de 500 kHz n'ajoute que 10 mA au courant consommé. Ce chiffre est le résultat d'un compromis ; il est facile d'obtenir un courant traversant nul, mais dans ce cas, le retard total devient trop grand. Si la tension d'alimentation du variateur devient inférieure à une certaine valeur (égale à la tension de fonctionnement moins la tension "d'hystérésis"), le comparateur de protection à minimum de tension DA4 est activé. Le niveau bas de sa sortie par l'élément ET-NON DD9 est inversé en un niveau haut et envoyé à l'entrée des éléments OU-NON DD7, DD8, qui l'inversent à nouveau. En conséquence, les amplificateurs de sortie DA7, DA8 passent dans un état de niveau bas. Un niveau haut de l'élément DD9 arrive également à l'entrée de l'élément OU DD2, ouvrant le transistor VT2, qui décharge le condensateur de démarrage progressif dans le circuit de sortie 8. Le transistor VT1, qui s'ouvre en même temps, réduit la tension à la sortie de l'ampli-op DA1 à presque zéro. Dans le même temps, un niveau bas de la sortie du comparateur DA4 désactive la source de tension de référence, après quoi les amplificateurs de sortie passent dans un état avec une impédance de sortie élevée. Si maintenant la tension d'alimentation, croissante, devient supérieure à la tension de fonctionnement du comparateur DA4, il commute, un niveau haut de sa sortie va à l'élément DD9, à l'exemple de source G4 et met progressivement le contrôleur en mode de fonctionnement. Dès que la tension en sortie de l'exemple de source, croissante, dépasse 4 V, le comparateur de commande de tension de référence DA6 est activé. Maintenant, les deux entrées de l'élément DD9 sont hautes et la sortie est basse. Cela supprime l'interdiction de passage du signal à travers les éléments DD7, DD8, génère un niveau bas à la sortie de l'élément DD2, qui (si la sortie du comparateur DA3 est également basse) ferme le transistor VT2 et démarre en douceur le manette. Lorsque l'alimentation est allumée, le courant traversant les puissants transistors de commutation est déterminé par le courant de charge et le courant de charge de sa capacité de sortie, et au premier instant, il est bien supérieur à la valeur nominale. Pour éviter la surcharge associée des amplificateurs de sortie, un nœud composé d'un transistor VT1 et d'un condensateur de démarrage progressif a été introduit dans le contrôleur. Le nœud augmente lentement la tension de sortie de l'ampli op DA1 de presque zéro à la valeur nominale, et donc la durée des impulsions aux sorties A et B. Lorsque le contrôleur est en mode micropuissance ou que la tension à la broche 9 est supérieure à 1,4 V, le condensateur dans le circuit de la broche 8 est déchargé et il n'y a pas d'impulsions de sortie. Le condensateur de démarrage progressif est chargé par la source de courant G3 (9 µA). La tension de sortie croissante OV DA1 SHI du comparateur est comparée à la tension en dents de scie à l'entrée directe et génère des impulsions de durée croissante à la sortie. Au début, le temps d'ouverture des amplificateurs de sortie est petit et le courant qui les traverse est inférieur au courant critique. Dès que la tension de sortie atteint le niveau nominal, le circuit de stabilisation s'allume. Le transistor VT1 se fermera. En plus de l'objectif principal, l'unité de démarrage progressif peut être utilisée à d'autres fins. Ainsi, la capacité du contrôleur à limiter la tension à la sortie de l'ampli op vous permet de limiter le temps d'ouverture maximal des transistors de sortie dans les alimentations traditionnelles et en mode courant - de programmer le niveau du courant de crête maximal . L'inclusion typique du contrôleur utilisant l'exemple d'une alimentation stabilisée de cinq volts fonctionnant dans la tension d'entrée de 42 ... 56 V avec un courant de charge de 1 ... 10 A est illustrée à la fig. 5 [1].
Avec une augmentation du courant de charge, dès que la tension sur le capteur de courant R12, fourni à l'entrée Stop du contrôleur, dépasse 1 V, son comparateur de limitation de courant DA2 fonctionnera et une seule goutte, passant par l'élément DD1, mettre la bascule SHI DD3 à l'état 1. Cette tension fermera les amplificateurs de sortie, au moins jusqu'à la fin de la période en cours. La bascule est prioritaire sur l'entrée S, son passage à l'état zéro n'est donc possible qu'après suppression de la surcharge de courant. Si la sortie de l'alimentation est fermée, du fait que les transistors de sortie sont bloqués pendant une durée d'environ 100 ns, le courant traversant les transistors VT1, VT2 de la source a le temps d'augmenter jusqu'à la seconde valeur, auquel le comparateur de désactivation DA3 du microcircuit fonctionnera. En conséquence, le condensateur de démarrage progressif C4 sera déchargé et le transistor VT1 du contrôleur réduira la tension à la sortie de l'amplificateur opérationnel à presque zéro. Après avoir fermé les puissants transistors VT1, VT2, la tension à la borne 9 du contrôleur deviendra proche de zéro et le processus de démarrage progressif commencera. Si la fermeture de sortie n'est pas supprimée, le processus décrit sera répété. Le noeud logique de commande des amplificateurs de sortie du contrôleur assure les fonctions suivantes : leur fermeture simultanée à un niveau haut de l'impulsion de synchronisation sur la broche 4 ou en sortie de la bascule ; leur ouverture alternée à un niveau bas de l'impulsion de synchronisation et en sortie de la bascule ; modification de la durée des impulsions de sortie en fonction du niveau du signal d'erreur. Dans l'alimentation (Fig. 5), une régulation SHI conventionnelle est utilisée, lorsque la tension du système d'exploitation est connectée à l'entrée inverseuse de l'ampli-op du contrôleur DA1, et celle de l'exemple à celle non inverseuse. certaine tension à la sortie de l'ampli-op, qui arrive à l'entrée inverseuse du comparateur DA5. L'entrée non inverseuse du comparateur (broche 7) à travers le circuit R2C3C6 reçoit une tension en dents de scie du générateur G1 (broche 6), décalée vers le haut par la source G2. Le cycle push-pull démarre lorsque l'horloge de sortie du contrôleur G1 est élevée. Cette impulsion établit un niveau bas à la sortie du verrou et en même temps, traversant l'élément DD4 à l'entrée C de l'inverseur de phase DD5, DD6, le fait passer à l'état suivant et prépare l'amplificateur de sortie correspondant pour l'ouverture. De plus, il vient directement aux entrées des éléments DD7, DD8. Par conséquent, les sorties des deux amplificateurs DA7, DA8 sont au niveau bas et les transistors de source VT1 et VT2 sont fermés. Après la décroissance de l'impulsion d'horloge, un niveau bas de la sortie de l'élément DD4 supprime l'interdiction d'ouvrir les amplificateurs de sortie. Ce puissant transistor source pour lequel il existe un signal d'activation de l'inverseur de phase s'ouvre. Dans le même temps, la charge du condensateur C1 commence et la tension à la borne 7 du contrôleur augmente. Dès que la tension en dents de scie à l'entrée non inverseuse du comparateur est égale au niveau du signal d'erreur à l'entrée inverseuse, la sortie passera à l'état haut, ce qui mettra le verrou à un état. Un transistor à source puissante ouverte se ferme et un transistor fermé est bloqué contre une ouverture accidentelle. Ces transistors seront fermés jusqu'à la fin de la période, jusqu'à ce que l'oscillateur maître règle la sortie du verrou à un niveau bas avec la prochaine impulsion de synchronisation et, en commutant l'inverseur de phase à l'état suivant, prépare un autre transistor puissant à allumer. En outre, les processus décrits sont répétés. Selon le niveau du signal d'erreur, le comparateur commute plus tard ou plus tôt. Le temps d'activation de l'amplificateur de sortie change également en conséquence. C'est ainsi que la tension de sortie du convertisseur est stabilisée. Le contrôleur peut générer un signal de largeur d'impulsion push-pull pour contrôler les transistors haute puissance dans deux modes principaux. Dans le premier, le comparateur compare la tension de sortie de l'amplificateur d'erreur avec la tension en dents de scie à la broche 6. Il s'agit du mode de retour de tension traditionnel. Dans le second, le comparateur compare la tension de l'amplificateur d'erreur à la chute de tension aux bornes de la résistance R12 - un capteur de courant inclus dans le circuit commun de puissants transistors de commutation (mode de retour de courant). Dans le cas considéré, comme on peut le voir sur la Fig. 5, une combinaison de ces deux modes est appliquée. Pour supprimer le bruit de commutation, un circuit intégrateur R4C5 est utilisé entre le capteur de courant et l'entrée Stop. Dans le cas où les pertes d'énergie ne permettent pas l'utilisation d'une résistance de mesure de courant, un transformateur de courant est utilisé. Si le convertisseur doit fonctionner avec une tension d'entrée qui varie dans une large plage, il est conseillé d'utiliser une connexion paramétrique directe pour la tension d'entrée. La tension paramétrique en dents de scie appliquée à l'entrée du comparateur est générée par un circuit RC externe. La section descendante de la "scie" est formée par un signal à la sortie du générateur par un transistor externe. Pour éviter la saturation du transformateur du convertisseur, un nœud peut être utilisé qui calcule le produit volt-seconde et éteint les transistors de puissance lorsqu'il atteint un niveau dangereux. Il est recommandé de shunter les sorties A et B du contrôleur avec des diodes Schottky (VD2, VD3) pour un courant pulsé d'au moins 2 A. Si le contrôleur est chargé avec un transformateur d'isolement ou si les surintensités à travers la capacité drain-gate sont très élevé, des diodes shunt sont nécessaires. Ils limiteront les impulsions parasites négatives sur les sorties A et B à 0,3 V. Comme tous les composants haute fréquence, le contrôleur nécessite une attention particulière au placement des composants externes (accessoires) et du câblage afin de minimiser le couplage inductif ou capacitif parasite. Les fils des pièces doivent être raccourcis au maximum. Pour ces raisons, il est préférable de monter le contrôleur sur une carte de circuit imprimé double face. Les conducteurs de signal sont placés de manière à être situés partout au-dessus de la feuille du fil commun. Les sorties de puissance doivent être shuntées avec deux condensateurs de passage - une capacité céramique à faible inductance de 0,1 μF, placée à 6 mm maximum de la broche 15 du microcircuit, pour supprimer les interférences haute fréquence et une cote d'oxyde (tantale) de 1 à 5 μF, soudé à 12 mm maximum de la broche 13 et jouant le rôle de dispositif de stockage d'énergie pour alimenter les amplificateurs de sortie. Il est recommandé de connecter un condensateur à faible inductance d'une capacité d'au moins 0,01 uF entre la borne 16 et le fil commun. Pour augmenter la stabilité du convertisseur vis-à-vis des excitations parasites, l'inductance parasite série de la sortie des amplificateurs de courant du contrôleur doit être minimale. La solution ici peut être le rapprochement autant que possible de puissants transistors à effet de champ avec le microcircuit et l'utilisation de résistances non inductives d'amortissement en série R7, R8. Pour réduire l'influence des transistors puissants sur les circuits analogiques, un blindage et l'utilisation de lignes cohérentes pour transmettre les impulsions de commande à leur grille sont nécessaires. Ni dans la documentation étrangère ni dans la documentation nationale, le type de puissants transistors à effet de champ VT1, VT2 et diodes de redressement Schottky VD6 du convertisseur n'est indiqué. Ceux qui veulent le fabriquer eux-mêmes devront sélectionner expérimentalement ces composants et s'assurer que l'appareil fonctionne de manière fiable. Nous pouvons recommander les transistors KP750A, KP767V, KP778A, IRF640. En plus du type de diodes puissantes indiquées dans le schéma, KD271BS, KD272BS, KD273BS, KDSh2967BS, KDSh2967VS, CTQ2535, CTQ2545 peuvent convenir ; diodes VD4, VD5 - de la série 2D253, ainsi que 2D255V-5, ZDCH122-20, ZDCH122-20X. Avant le travail, vous devez absolument vous familiariser avec [2]. Le contrôleur KR1156EUZ diffère de celui décrit par l'absence de déclencheur d'inverseur de phase et par le fait que les amplificateurs de courant de sortie fonctionnent en antiphase. De plus, des versions sont disponibles avec des sorties de mode commun A et B, qui peuvent être connectées en parallèle, avec une sortie B (comme dans l'UC1823) et avec la sortie A connectée à l'entrée inverseuse du comparateur limiteur de courant. littérature
Auteur : S. Egorov, Briansk
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