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ENCYCLOPÉDIE DE LA RADIOÉLECTRONIQUE ET DU GÉNIE ÉLECTRIQUE Transistor UMZCH à stabilité thermique dynamique accrue. Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique
Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique / Amplificateurs de puissance à transistors L'article décrit l'UMZCH, qui utilise des solutions techniques qui améliorent la stabilité thermique dynamique de l'étage de sortie sur les transistors bipolaires. Dans une telle cascade, les distorsions de commutation sont éliminées en raison de l'élimination de la coupure de courant dans les transistors de forte puissance. Dans la deuxième partie de l'article, des recommandations sont données pour étendre la bande passante de l'amplificateur par le bas, ce qui a un effet bénéfique sur la qualité de la reproduction sonore. Un UMZCH similaire a été présenté par E. Aleshin à l'exposition russe Hi-End 1998, où il a concurrencé de manière adéquate les amplificateurs à tubes.
La principale source de dégagement de chaleur dans l'UMZCH est l'étage de sortie, et dans le développement des amplificateurs de puissance à transistors, une grande attention a toujours été accordée à sa stabilisation thermique. Dans les années 80-90, dans l'UMZCH de haute qualité (par exemple, [1 - 3]), le circuit de l'étage de sortie, simplifié à la Fig. 1, était le plus largement utilisé. 2. Ses avantages incluent une stabilité thermique satisfaisante (lorsque les transistors VT4, VT5, VTXNUMX sont placés sur un dissipateur thermique commun), une fréquence de coupure élevée du coefficient de transfert et une faible résistance de sortie. Cependant, la coupure du courant du bras passif, ainsi que l'instabilité dynamique du courant de repos des transistors de sortie due aux fluctuations de la température des jonctions des transistors lorsque le niveau du signal change, contribuent à une augmentation de la commutation distorsions. Ces caractéristiques aggravent l'évaluation subjective et la fiabilité de la reproduction sonore. À propos de la stabilisation en mode dynamique Il y a quelques années, l'inventeur de Khabarovsk E. Aleshin a proposé une méthode de stabilisation du mode de fonctionnement (courant de repos) des cascades de transistors [4,5, 6], qui a permis de réduire l'instabilité dynamique de la température d'un ordre de grandeur, d'éliminer la coupure de courant dans la cascade de sortie push-pull UMZCH et rendre la redistribution du courant plus précise (comme dans un amplificateur "parallèle" [XNUMX]).
Sur la fig. La figure 2 montre un circuit simplifié d'un amplificateur à contre-réaction de courant [2] (A1 est un suiveur push-pull), où, contrairement au prototype, le point de fonctionnement de l'étage de sortie est stabilisé grâce au nœud proposé par E. Aleshin. Le stabilisateur de courant de repos est réalisé sur les éléments VT3, VT4 et VD1, VD2. Lorsqu'un courant traversant traverse de puissants transistors VT5, VT6 et des éléments non linéaires connectés en série avec eux - diodes VD1, VD2 - une chute de tension se forme sur ces derniers, ce qui, lorsque le seuil d'ouverture des transistors VT3, VT4 est atteint, provoque leur courant de base et de collecteur à apparaître, réduisant le courant d'entrée des transistors VT5, VT6. En conséquence, le courant traversant les transistors de l'étage de sortie est limité et, par conséquent, le courant traversant les diodes VD1, VD2 - capteurs de courant. La stabilité thermique statique (à long terme) est obtenue, comme dans le schéma de la Fig. 1, assurant le contact thermique des transistors VT3, VT4 avec les diodes VD1, VD2. La stabilisation dynamique est bien meilleure en raison de la moindre génération de chaleur sur les diodes que sur les transistors puissants, et l'effet est réalisable si les cristaux de ces diodes et transistors sont de volume comparable. En présence d'un signal, une redistribution régulière du courant à travers la charge et entre les diodes VD1 et VD2 est obtenue grâce au CVC logarithmique des diodes. De plus, le courant qui les traverse ne diminue jamais jusqu'à zéro, sauf pour la coupure de courant des transistors de sortie. Le courant traversant l'épaulement passif peut être considérablement augmenté en incluant une résistance entre les bases des transistors VT3, VT4 (c'est-à-dire parallèlement à VD1, VD2). Dans le même temps, ni la température des transistors puissants ni la chute de tension aux bornes des résistances (le cas échéant) dans les circuits de base et d'émetteur de ces transistors n'affectent le courant de repos et sa répartition entre les bras en présence d'un signal. Il peut sembler difficile de choisir des diodes et des transistors connectés en parallèle avec eux par une jonction d'émetteur pour assurer une condition de stabilisation : Σ UBe = Σ UVd. En fait, il suffit simplement de trouver les types d'appareils appropriés, la sélection des copies n'est pas nécessaire. De plus, il existe un moyen simple d'ajuster le point de fonctionnement, qui est montré plus loin dans la description de l'UMZCH proposé. À propos de la distorsion thermique Ici, il convient de parler un peu des distorsions thermiques et des méthodes pour les éliminer lors de la conception d'amplificateurs à transistors. Les distorsions thermiques sont des modifications apportées au signal lors de son passage dans un circuit électrique ou un étage d'amplification, dues à l'effet thermique du signal lui-même (courant) sur les paramètres sensibles à la température des éléments amplificateurs. Un exemple de distorsion thermique dans les circuits passifs est la compression du signal dans les têtes dynamiques due au chauffage des bobines mobiles (en particulier dans les têtes haute puissance et haute température). Dans les dispositifs à semi-conducteurs, une augmentation de la température du cristal sous l'action d'un courant de signal circulant provoque une modification de paramètres fondamentaux tels que, par exemple, la tension directe des diodes (-2,2 mV/K), la tension base-émetteur des bipolaires transistors (-2,1 mV/K), coefficient de transfert de courant statique des transistors bipolaires (+0,5 %/K), etc. Les processus thermiques ont un caractère inertiel, en raison de la capacité calorifique réelle du cristal et du boîtier de l'appareil. Par conséquent, les processus électrothermiques dans les transistors entraînent non seulement des modifications des valeurs instantanées des paramètres, mais créent également un effet "mémoire" dans les circuits électriques et les étages d'amplification. La mémoire thermique dans les cascades amplificatrices se manifeste par des paramètres variant dans le temps après exposition à un signal puissant : déplacement du point de fonctionnement des cascades, variation du coefficient de transfert (erreur multiplicative non stationnaire) ; décalage de la composante constante du signal (erreur additive non stationnaire). Ce dernier est similaire à la manifestation de l'absorption du diélectrique d'un condensateur dans le circuit du trajet du signal. Ces processus créent des distorsions de signal linéaires et non linéaires qui dégradent la qualité du son reproduit [7]. Il convient de noter en particulier que la stabilisation thermique conventionnelle n'est pas en mesure d'améliorer de manière significative la stabilité thermique dynamique des cascades en raison de la constante de temps beaucoup plus grande des processus thermiques dans le dispositif par rapport à la constante de temps des processus thermiques à l'intérieur d'un dispositif semi-conducteur. Ceci est en partie vrai même pour les microcircuits monolithiques. Évidemment, pour éliminer les problèmes associés à la mémoire thermique des dispositifs à semi-conducteurs, il est nécessaire d'utiliser des solutions de circuit qui réduisent les fluctuations de température dans les cristaux du dispositif ou leur effet sur les paramètres de l'amplificateur. De telles solutions peuvent être : - mode de fonctionnement isotherme d'un dispositif semi-conducteur [8] ;
Description du régime UMZCH L'amplificateur de puissance est réalisé selon le schéma de circuit (Fig. 3), correspondant au schéma fonctionnel illustré.
Principales caractéristiques techniques Tension d'entrée nominale, V............1
Un filtre passe-bas R1C2 est installé à l'entrée pour réduire les interférences RF à l'entrée. Le même circuit comprend un limiteur de tension d'entrée sur les éléments R3, R4, C1, C3, VD1 -VD4 pour protéger contre la surcharge des étages d'entrée de l'amplificateur. Le signal d'entrée du contrôle de volume (RG) à travers le filtre passe-bas va au suiveur "parallèle" VT1, VT2, VT4, VT5 (appelé dans [10] un suiveur d'émetteur pseudo-push-pull). Les résistances R5, R6 sont utilisées pour équilibrer le courant d'entrée, c'est-à-dire pour éliminer la composante constante du courant traversant le RG, qui se produit en raison de la différence des coefficients de transfert de courant statique des transistors bipolaires d'entrée et crée une tension de polarisation à la saisir. Le condensateur C6 empêche l'auto-excitation de l'étage d'entrée aux fréquences radio. Le mode de fonctionnement statique du répéteur est stabilisé par la tension d'alimentation par les stabilisateurs paramétriques R7VD5, R12VD6 et réglé par les résistances R8-R11, R16, R17T8K, de sorte qu'au repos la différence de puissance thermique entre les transistors en cascade du répéteur est faible. Le régime thermique dynamique déterminé par les éléments R13, R14, R24, R25 en combinaison avec le régime statique est choisi pour minimiser les fluctuations de puissance sur les transistors répéteurs en présence d'un signal et la différence des puissances instantanées des transistors VT1 et VT4 ( VT2 et VT5), obtenant ainsi , la différence minimale de température instantanée entre leurs cristaux. Ceci est fait pour que les fluctuations de tension thermique des transistors IBE des premier et deuxième étages soient soustraites et que la tension du signal à la sortie du répéteur, et donc à la sortie de l'amplificateur, soit peu sujette à des distorsions thermiques, interprétées comme "mémoire de tension de signal" (erreur additive non stationnaire) . La tension de la sortie de l'amplificateur à travers le diviseur R26R16 et R27R17 est envoyée à la sortie du suiveur "parallèle" - les émetteurs VT4, VT5, modifiant le courant à travers eux, c'est-à-dire qu'un courant d'erreur est formé, proportionnel à la déviation de la tension de sortie de l'amplificateur, divisée par le gain UMZCH, de l'entrée. Le courant d'erreur antiphase à travers le suiveur de courant VT3 (VT6) est fourni à l'amplificateur de courant VT13 (VT14). Sa sortie est chargée sur les résistances R39, R40 et l'impédance d'entrée du suiveur de sortie VT15, VT16, sur laquelle la tension est allouée (c'est-à-dire qu'il s'agit d'un étage de conversion d'impédance) et alimentée à la charge (CA) via le suiveur de sortie. La résistance R41 détermine le courant de repos de l'amplificateur de courant d'erreur (VT13, VT14) et est choisie de manière à exclure la fermeture du bras passif de cet étage due au courant traversant R39, R40. Ces derniers décalent le premier pôle vers le haut en fréquence dans la boucle NF générale. La correction de fréquence dans la boucle OOS est réalisée par des condensateurs SYU, C11, connectés entre l'étage de conversion d'impédance et la sortie du suiveur "parallèle". Leur inclusion améliore la réponse transitoire de l'amplificateur lorsqu'il est chargé sur une charge à faible impédance, c'est-à-dire sur des haut-parleurs [2]. La correction d'avance de phase est effectuée par les circuits R28C7 et R29C8. La résistance d'ajustement R15 sert à éliminer le décalage à la sortie CC de l'UMZCH. Le courant d'émetteur de l'étage de sortie circule à travers des capteurs de courant - diodes VD11-VD14. La tension des diodes, contenant des informations sur la valeur instantanée du courant traversant de l'étage de sortie, est transmise à travers le diviseur R42R36R37R43 à l'amplificateur différentiel VT11, VT12 et est convertie en courant. À partir des collecteurs VT11, VT12, le courant traversant le miroir de courant VT7, VT9 (VT8, VT10) est envoyé à l'entrée de l'amplificateur de courant d'erreur, réduisant son courant d'entrée. Étant donné que le changement de ce courant est en phase dans les deux bras (contrairement au courant d'erreur du suiveur "parallèle"), il entraîne un changement du courant traversant de l'amplificateur d'erreur, et donc de l'étage de sortie, mais ne change pas la tension de sortie. Ainsi, le courant de repos de l'étage de sortie est stabilisé. Le circuit R38C13 empêche l'excitation paramétrique de l'unité de stabilisation et, avec R42, R43, effectue également une correction de fréquence dans la boucle OOS. La connexion de l'unité de stabilisation est quelque peu différente du schéma de la Fig. 2, mais ce n'est pas important, et dans les amplificateurs de différentes structures, il peut être mis en œuvre de différentes manières. Dans ce cas, cependant, il faut tenir compte du fait que les fluctuations de température dynamiques des transistors de rétroaction de stabilisation (VT3, VT4 sur la Fig. 2 et VT11, VT12 sur la Fig. 3) affectent également la stabilité thermique du point de fonctionnement du étage de sortie, mais déplacez-le dans le sens opposé par rapport aux diodes - capteurs de courant. Les diodes VD7-VD10 sont protectrices, elles empêchent l'ouverture de l'OOS de stabilisation du courant de repos pendant les transitoires (par exemple, lors de la mise sous tension ou d'un fort bruit impulsionnel), tout en se transformant en POS avec une augmentation incontrôlée du courant traversant dans l'étage de sortie. DiodeYu9 (VD10) crée également une chute de tension supplémentaire à travers le transistor miroir de courant VT7 (VT8), l'amenant à une section plus linéaire de la caractéristique. Construction et détails L'amplificateur est assemblé par l'auteur sur une planche à pain universelle. Les transistors puissants de l'étage de sortie sont installés sur un dissipateur thermique commun avec une résistance thermique ne dépassant pas 2 K / W via des coussinets isolants thermoconducteurs. Des diodes puissantes, ainsi que des transistors VT11, VT12, sont placés sur un dissipateur thermique séparé connecté à un fil commun, avec une résistance thermique ne dépassant pas 15 K / W. Il est préférable d'installer des transistors au verso du dissipateur thermique à plaques, en face des diodes avec la tension directe la plus élevée (si elles sont de types différents, comme sur la Fig. 3), c'est-à-dire dans ce cas, VT11 est opposé à VD12, et VT12 est opposé à VD13. Les transistors VT13, VT14 sont installés sur de petits dissipateurs thermiques avec une résistance thermique de 20...30 K/W. Ils peuvent également être placés sur un dissipateur thermique avec des diodes d'étage de sortie, mais cela aggravera la stabilité thermique statique du courant de repos. Dans ce mode de réalisation, la résistance thermique du dissipateur thermique total ne doit pas dépasser 10 K/W. Résistances fixes - film métallique, réglage - multi-tours. Résistances R8-R11, R16-R18, R23, R26, R27, R32, R35 - avec une tolérance de ±1 % ; ils peuvent être sélectionnés parmi les ordinaires avec une tolérance de ± 5% ou une précision la plus proche des cotes indiquées de la série E96. Les résistances fixes restantes ont une tolérance de ±5 %. Condensateurs à oxyde C14, C15 - basse impédance (faible ESR) utilisés dans les alimentations à découpage; non polaire avec la tension nominale spécifiée - film. Les condensateurs C2, C10, C11 sont de préférence utilisés avec un diélectrique polystyrène ou polypropylène, le reste est en céramique pour une tension de 25 ou 50 V avec un diélectrique X7R (ou NPO, groupes COG pour C6 C8). Les diodes Zener VD5, VD6 sont de précision, elles ont une tolérance de ± 1%, vous pouvez également en utiliser d'autres avec une tolérance de ± 2% (par exemple, BZX55B) ou choisir parmi une plage de ± 5% (BZX55C). Diodes VD7-VD10 - ultrarapides (ultrarapides) pour un courant moyen de 1 A, avec une tension directe de 0,6 ... 0,7 V à un courant de 0,1 A. Les diodes de l'étage de sortie peuvent être toutes les diodes Schottky puissantes ou ultrarapides pour une moyenne courant d'au moins 10 A. Toute combinaison de types et de nombre de diodes dans le bras est acceptable ; il est seulement important que la chute de tension totale pour un courant de repos donné qui les traverse soit comprise entre 0,7 ... 0,9 V. Par exemple, la diode VD12 (VD13) peut être remplacée par deux MBR1045 ou MBR1035 connectés en série. Il est préférable d'utiliser des diodes pour des courants jusqu'à 20 A ou plus, car ayant un volume cristallin plus important, et donc capables d'offrir une meilleure stabilité thermique dynamique. Les transistors BC550C, BC560C dans le répéteur "parallèle" peuvent être remplacés par BC550B, BC560B ou BC549, BC559 avec des indices de lettre C ou B, et dans d'autres positions également par BC547, BC557 ou BC546, BC556 avec des indices de lettre C ou B. Transistors VT11 , VT12 - ceux haute fréquence de faible puissance avec une faible capacité de jonction, un courant de collecteur continu admissible d'au moins 0,1 A et une tension collecteur-émetteur d'au moins 60 V. 2SA1540, 2SC3955 ou BC546, BC556 avec n'importe quel index alphabétique conviennent également, dans ce dernier cas, la marge de stabilité de l'unité de stabilisation diminuera quelque peu. Transistors VT13, VT14 - puissance moyenne haute fréquence, avec un courant de collecteur continu admissible d'au moins 1 A et une tension collecteur-émetteur d'au moins 60 V; il est préférable d'utiliser des instances avec une grande valeur de h2ia-Les transistors de sortie peuvent être 2SA1302, 2SC3281, de préférence le groupe O (avec une grande valeur du paramètre h213). Il est souhaitable de sélectionner des paires complémentaires de transistors de tous les étages selon une valeur proche de h213. Les transistors du suiveur "parallèle" sont mieux utilisés à partir du même lot, il en va de même pour les transistors à miroir de courant. Lors du choix des radioéléments, on peut s'inspirer des recommandations énoncées dans [3] (n°1, pp. 18-20). La nutrition UMZCH peut être instable. L'installation d'un fil commun et d'une alimentation électrique est effectuée selon des règles bien connues. Notons seulement que les éléments C1-C5, R2, VD3-VD6 et le blindage du câble reliant l'entrée de l'amplificateur au contrôle de volume sont affectés à l'entrée "masse" locale.
Configuration et mesure des paramètres Avant la première mise sous tension, les fusibles des circuits de puissance sont remplacés par des résistances d'une résistance de 22 ... 33 Ohms et d'une puissance de 5 W, et les curseurs de résistance de réglage sont réglés sur la position médiane (pour le résistance R37 - à la position de résistance maximale). La charge est éteinte, l'entrée est fermée. En augmentant lentement la tension d'alimentation, contrôlez la consommation de courant dans les deux circuits d'alimentation ; elle ne doit pas dépasser 0,15 A. En portant la tension sur les condensateurs C14, C15 à +/-18 V, vérifier les tensions indiquées sur le schéma : les diodes VD3, VD4 doivent être de 1,5 ... 1,7 V chacune ; sur les diodes zener VD5, VD6 - 7,4 ... 7,6 V. La tension de sortie doit être comprise entre ± 0,3 V et les courants consommés par les sources d'alimentation doivent être les mêmes. En augmentant la tension d'alimentation à +/-25 V (sur C14, C15), les tensions indiquées et la consommation de courant sont à nouveau contrôlées. En contrôlant la tension de sortie avec un oscilloscope, ils sont convaincus que l'amplificateur n'est pas auto-excité. Réglez ensuite la tension constante minimale sur la résistance d'ajustement de sortie R15. Ensuite, réglez le courant de repos de l'étage de sortie avec une résistance d'accord R37, si nécessaire, sélectionnez R36. En contrôlant la tension de sortie avec un millivoltmètre, l'entrée est ouverte et la résistance d'ajustement R6 établit la même tension à la sortie qu'avant l'ouverture. Ensuite, en fermant à nouveau l'entrée, minimisez la tension de polarisation à la sortie avec la résistance R15 aussi précisément que possible. Après avoir ouvert l'entrée, ils vérifient à nouveau la tension à la sortie et, si nécessaire, la ramènent à zéro avec la résistance R6. Sur des signaux de test - une sinusoïde et un méandre avec une fréquence de 1 kHz - l'absence d'auto-excitation est vérifiée à différentes amplitudes, jusqu'à la limitation. Trois types d'auto-excitation sont possibles (par exemple, du fait de l'utilisation d'autres types de transistors). Le premier, en règle générale, est associé à un déphasage excessif dans la boucle OOS commune, qui est éliminé par une augmentation de la capacité des condensateurs C10 et C11; dans ce cas, il faut tenir compte de la diminution correspondante de la fréquence du premier pôle dans la boucle CNF et de la vitesse maximale de montée de la tension en sortie. La seconde est due à un déphasage dans la boucle OOS de l'unité de stabilisation du courant de repos ; il est réduit en réduisant la valeur de la résistance R38. Le troisième type est l'excitation paramétrique dans l'unité de stabilisation du courant de repos, qui est clairement visible à la sortie en l'absence de signal (dans ce cas, un courant pouvant atteindre plusieurs ampères traverse l'étage de sortie s'il n'y a pas de limitation de courant résistances dans les circuits de puissance). Il est éliminé en augmentant la résistance R38. Comme vous pouvez le voir, les exigences pour cette résistance sont contradictoires, donc (si nécessaire) pour déterminer la résistance optimale, vous devez trouver ses limites supérieure et inférieure, auxquelles l'auto-excitation ne se produit pas encore, et calculer la valeur optimale comme la moyenne arithmétique. Vous pouvez utiliser une résistance d'accord pour cette procédure si vous la soudez directement sur la carte, sans fils, afin que les connexions et les inductances parasites ne faussent pas le résultat. Le rapport des bornes supérieure et inférieure trouvées doit être supérieur à 3 afin de fournir une marge de stabilité suffisante. Sinon, il faudra remplacer les transistors VT11, VT12 par d'autres types. Une autre façon consiste à augmenter la capacité du condensateur C13, mais cela n'est pas souhaitable, car cela réduit la vitesse de l'unité de stabilisation du courant de repos. Vous pouvez maintenant installer des fusibles et connecter une charge équivalente - une résistance de 4 ohms 50 W. Vérifier à nouveau l'absence d'auto-excitation sur les signaux de test. Enfin, s'il est possible d'utiliser un analyseur de spectre, la résistance d'ajustement R30 minimise le niveau de la deuxième harmonique lorsqu'un signal de test avec une fréquence de 1 kHz et une puissance de charge de 40 W est appliqué à l'entrée. Si en même temps un décalage de tension apparaît à la sortie (en l'absence de signal), alors vous devez le minimiser à nouveau en utilisant R15. Dans les cas extrêmes, l'accord harmonique peut être omis en excluant les résistances R30, R31 et en réglant R26 de la même valeur que R27 Après le réglage, l'amplificateur a les paramètres suivants. Avec une tension d'entrée de 1 V, la puissance de sortie à une charge avec une impédance de 4 ohms (avec un déphasage allant jusqu'à 60 degrés) est de 50 watts. Vitesse de balayage de la tension de sortie - pas moins de 100 V/µs. Le niveau de distorsion harmonique dans la bande de fréquences 10 Hz ... 22 kHz avec une puissance de sortie de 40 W sous une charge de 4 ohms - pas plus de 0,02%, avec une puissance de sortie de 20 W sous une charge de 8 ohms - pas plus de 0,016 %. Le niveau de distorsion d'intermodulation (fréquences 19 et 20 kHz dans un rapport d'amplitude de 1:1) à une puissance de sortie de crête de 40 W sous une charge de 4 ohms est de 0,01 %, à une puissance de sortie de crête de 20 W sous une charge de 8 ohms - 0,008 %. Le niveau de bruit, pondéré selon la caractéristique CEI-A, avec une résistance de source de signal de 0,13 et 26 kOhm est quelque peu différent - respectivement -101, -89, -85 dB. Suppression des ondulations de tension d'alimentation (plus de +/-17 V) à une fréquence de 100 Hz - au moins 70 dB. Le premier pôle de la boucle OOS commune avec une résistance de charge de 4 ohms est à une fréquence de 20 kHz. La marge de stabilité du modulo OOS global avec une résistance de charge d'au moins 2 ohms est supérieure à 12 dB. Les figures 4 et 5 montrent la distorsion harmonique totale (THD) et la distorsion harmonique paire (EVEN) et impaire (ODD) en fonction de la puissance de sortie à 1 kHz avec une impédance de charge de 4 et 8 ohms, respectivement, sur la fig. 6 et 7 - identiques, sur la fréquence à une puissance de sortie de 40 W sous une charge de 4 ohms et 20 W sous une charge de 8 ohms.
Les mesures de non-linéarité ont été effectuées avec une résistance de source de signal de 13 kΩ, de sorte que les résultats de mesure prennent également en compte la non-linéarité d'entrée (en fait, elle est bien inférieure au total). La résistance de la source de signal de 13 et 26 kOhm correspond à la position médiane du curseur de contrôle du volume avec une résistance nominale de 50 et 100 kOhm, respectivement. Lorsque la tension d'alimentation est activée et désactivée, le processus transitoire dans l'UMZCH est insignifiant, de sorte que les haut-parleurs peuvent être connectés sans unité de retard d'activation. Dans la conception de l'auteur avec une alimentation non stabilisée, l'amplitude de ce processus lorsqu'il est allumé ne dépasse pas ± 40 mV pendant environ 20 ms, et lorsqu'il est éteint, il ne dépasse pas ± 60 mV pendant plusieurs secondes. La suppression de l'ondulation de la tension d'alimentation peut être augmentée en remplaçant les stabilisateurs paramétriques par des stabilisateurs intégrés à faible bruit [3] sur LM317, LM337 et en réglant la tension de stabilisation à 7,5 ± 0,1 V. Le courant de repos de l'étage de sortie est choisi quelque peu surestimé pour obtenir une faible non-linéarité stable et l'absence de distorsions de commutation, ainsi que pour réduire les distorsions dites de format (FI). L'essence de FI réside dans la non-linéarité non monotone de la caractéristique de transfert, c'est-à-dire que, dans différentes sections de la caractéristique, elle est décrite par différentes fonctions ou la fonction a des paramètres différents. En conséquence, le signal, décalé le long de la caractéristique de transfert par les oscillations de la composante basse fréquence, modifie son spectre d'harmoniques et d'intermodulation ; lorsque l'amplitude du signal change, l'enveloppe harmonique ne correspond pas à l'enveloppe du signal, qui peut être distinguée par l'audition comme des changements dans la structure fine du son. Mesures comparatives de la stabilité thermique dynamique du courant de repos de l'étage de sortie, effectuées dans l'UMZCH décrit et un amplificateur avec un étage selon le schéma de la Fig. 1, ceteris paribus (modes et composants) a montré son amélioration de trois à quatre fois. Le meilleur résultat, comme indiqué ci-dessus, peut être obtenu en utilisant davantage de diodes à courant élevé. La stabilité thermique dynamique a été déterminée en comparant la valeur instantanée du courant de repos avant et après un impact pulsé court (jusqu'à 1 s) sur l'étage de sortie par le courant de charge. À propos de la réduction de la limite de bande passante L'amplificateur de puissance peut être utilisé sans condensateur d'isolement à l'entrée, obtenant ainsi une limite de bande passante à partir de zéro hertz (une autre idée de E. Alyoshin par rapport à l'ensemble du chemin audio). Dans ce cas, pour améliorer la stabilité du zéro en sortie, il est conseillé d'utiliser l'asservissement - retour DC. Un schéma possible d'un tel dispositif dans un amplificateur est illustré à la Fig. 8; il s'agit d'une variante de mise en œuvre d'une contre-réaction en courant continu non linéaire [11, 12] avec une section linéaire proche du zéro de la caractéristique de transfert. Le premier étage de l'ampli-op DA1.1 amplifie la tension de la sortie de l'UMZCH et la limite symétriquement, et pour les petites amplitudes de signal, l'étage est presque linéaire. Le second - sur l'ampli-op DA1.2 - est un intégrateur, à partir duquel le courant traversant les résistances R5, R6 est acheminé vers les points de sommation des courants de l'OOS général de l'amplificateur de puissance. Les transistors VT1, VT2 forment une tension d'alimentation stabilisée pour l'ampli-op (+/-6,8 V). Si des stabilisateurs intégrés sont installés dans l'UMZCH (voir ci-dessus), ces transistors peuvent être éliminés en alimentant l'ampli-op à partir des stabilisateurs via des résistances (10 ohms, 0,125 W).
Les amplificateurs opérationnels peuvent être n'importe lesquels avec des transistors à effet de champ à l'entrée, une tension d'alimentation de +/-6,5 V, fournissant un courant de sortie d'au moins 3 mA pour DA1.1 et 30 mA pour DA1.2. Transistors - toute puissance moyenne, avec h21E supérieur à 60. S'ils sont dans le boîtier TO-220, un dissipateur thermique n'est pas nécessaire, et s'il est plus petit, un dissipateur thermique est nécessaire pour chacun, capable de dissiper efficacement 0,6 W. Diodes Schottky - toute faible puissance avec une tension directe minimale (moins de 0,4 V à 2 mA), ayant une capacité de jonction inférieure à 100 pF à une tension inverse de 1 V. Condensateur C1 - film (polyéthylène téréphtalate), le reste - céramique avec un diélectrique X7R et une tension nominale de 25 B (ou 50). La résistance d'accord peut être de petite taille, mais il est plus fiable d'utiliser une résistance multi-tours. La configuration d'un nœud OOS non linéaire via un FET, connecté à un UMZCH établi, revient à mettre à zéro la sortie de l'amplificateur lorsqu'un signal de tonalité est appliqué à son entrée - une sinusoïde avec une fréquence de 1 kHz - avec une amplitude plusieurs volts inférieur à la tension limite de sortie. Plus précisément, il faut régler la même tension qu'en l'absence de signal (quelques millivolts). Une charge (équivalente) doit être connectée. La tension de sortie est mesurée avec un millivoltmètre CC connecté à la sortie via un filtre passe-bas (R = 10 kOhm, C = 1 μF). Le signal de test ne doit pas contenir plus de 1 % d'harmoniques paires. Le processus de réglage peut être accéléré en réduisant temporairement la capacité du condensateur C1 à 0,1 uF. Selon les informations disponibles, notamment de [13], un tel nœud peut améliorer la qualité sonore des enregistrements réalisés sur des équipements ayant une limite de bande passante inférieure significativement supérieure à 0,02 Hz. Apparemment, cela se produit en raison de la "coupure" des décalages de signaux parasites relativement lents dans l'enregistrement qui se produisent dans les circuits de différenciation (par exemple, un condensateur inter-étages) lorsqu'un signal d'impulsion les traverse, qui est une information sonore (musicale) dans l'électronique. chemin [12] - voir ci-dessous. Pour ce faire, la constante d'intégration dans la cascade sur le DA1.2 doit être suffisamment petite, mais pas assez petite pour réduire sensiblement le contenu basse fréquence du son reproduit à faible volume. Pour le schéma de la fig. 8, cela correspond à une capacité C1 de l'ordre de 0,1 µF. Les répéteurs de ce nœud doivent expérimenter en modifiant la constante d'intégration à différents niveaux de volume. L'idée de "0 Hz", ou plus précisément "presque 0 Hz", comme limite de fréquence de la bande du trajet sonore du microphone aux haut-parleurs, implique le rejet des circuits couramment utilisés qui différencient les basses fréquences et les infra -signaux basse fréquence - les condensateurs inter-étages et les intégrateurs dans le circuit OOS, qui, à partir de considérations pratiques, ont des valeurs relativement faibles de la constante de temps. Du fait de l'utilisation de tels filtres, des distorsions linéaires sont introduites dans un signal non stationnaire (son, musique), qui ont un impact négatif sur la perception subjective du son reproduit. Sur la fig. La figure 9 montre comment un signal non stationnaire symétrique change lorsqu'il traverse six circuits de différenciation du premier ordre (ligne épaisse) ayant une fréquence de coupure d'un ordre de grandeur inférieur à la fréquence de la première période d'oscillation du signal. La section exponentielle du processus transitoire est représentée par une ligne pointillée. Les distorsions surviennent en raison du décalage de phase principal créé par le filtre dans la région LF, ce qui conduit à un "flou" de l'attaque sonore [14]. C'est-à-dire que l'enveloppe des vibrations sonores est déformée, ce à quoi la sensibilité de l'audition augmente avec une fréquence décroissante, car les facteurs temporels prévalent dans l'analyse du signal dans le système auditif dans la région LF. Le déphasage entre les composantes harmoniques du son peut également modifier la perception du timbre [15]. Dans ce cas, l'amplitude du signal augmente, ce qui augmente sa plage dynamique de plusieurs décibels et, par conséquent, réduit la plage dynamique du chemin de la même valeur, qui est d'autant plus grande que la fréquence de coupure du HPF est élevée par rapport au fréquence des signaux. A la limite, l'augmentation d'amplitude est de +6 dB sur une onde carrée (en réalité c'est toujours moins) Une autre conséquence du déphasage avancé affecte indirectement la qualité de la reproduction sonore. Elle réside dans le fait que le déphasage et le changement d'amplitude des composantes LF et LF conduisent à des fluctuations de la ligne médiane du signal par rapport à zéro. La ligne pointillée de la fig. 9 montre le "glissement" de la ligne médiane, qui n'était pas dans le signal d'origine.
Pour comprendre le lien entre ce "glissement" et la détérioration du son, il faut tenir compte du fait que la caractéristique de transfert des étages d'amplification, en particulier l'amplificateur de puissance, n'est pas seulement non linéaire, mais, en règle générale, a une non-linéarité non monotone (c'est-à-dire que FI a lieu). Cela signifie que le signal, "glissant" le long de la caractéristique de transfert, a un spectre changeant d'harmoniques et d'intermodulation, c'est-à-dire que la non-linéarité par rapport au signal devient non stationnaire. Cette dernière circonstance, selon les observations de l'auteur de l'idée E. Alyoshin, dégrade considérablement la qualité du son, empêchant l'audition de s'adapter à la non-linéarité du chemin Une autre conséquence négative du "glissement" du signal se manifeste dans la conversion électroacoustique. Lorsqu'un tel signal « glissant » est reproduit par une tête émettrice de son, un décalage du spectre sonore se produit du fait de l'effet Doppler. Lors de la lecture d'un signal sonore réel, cela provoque une modulation de fréquence supplémentaire (détonation) du son, ce qui, comme on le sait, aggrave également la qualité subjective de la reproduction sonore. Littérature1. Sukhov N. UMZCH haute fidélité. - Radio, 1989, n° 6, p. 55-57 ; n° 7, p. 57-61.
Publication : radioradar.net
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Commentaires sur l'article : mir Le texte contient des références aux sources [x], mais il n'y a pas de sources elles-mêmes. Диаграмма 2mir Merci, corrigé.
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