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ENCYCLOPÉDIE DE LA RADIOÉLECTRONIQUE ET DU GÉNIE ÉLECTRIQUE Calcul des amplificateurs à transistors. Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique
Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique / Radioamateur débutant Les transistors, dès leur apparition, ont rapidement conquis une place prédominante dans la technologie des amplificateurs, et ce pour plusieurs raisons. Les transistors n'ont pas de filament, ce qui signifie qu'ils n'ont pas besoin d'énergie pour le chauffer, fonctionnent bien à faible tension d'alimentation, sont bien compatibles avec les charges à faible impédance (par exemple, les têtes de haut-parleurs dynamiques), sont durables et fiables. Contrairement aux tubes, les caractéristiques des transistors sont caractérisées par une non-linéarité notable et, dans les amplificateurs, elle doit être réduite par des mesures supplémentaires, par exemple l'introduction d'une rétroaction négative (NFB). Attardons-nous sur le calcul d'un amplificateur de puissance audiofréquence un peu plus complexe, mais au moins le plus courant - UMZCH (Fig. 51). Tous les transistors utilisés dans l'amplificateur sont en silicium.
L'étage d'entrée est assemblé à l'aide des transistors VT1 et VT2 à l'aide d'un circuit différentiel. Il répond uniquement à la différence de tension appliquée aux entrées non inverseuses et inverseuses. Cette différence, selon la polarité, ferme l'un et ouvre l'autre transistor. La charge R1 est incluse dans le circuit collecteur du transistor VT1, mais une partie de son courant de collecteur est dirigée vers le circuit de base du transistor de l'étage pré-final VT3, fournissant une polarisation et lui fournissant un signal. L'étage final est assemblé à l'aide des transistors VT4 et VT5 dans un circuit push-pull avec des transistors connectés en série. Ils fonctionnent en mode classe AB voire B selon la polarisation créée par les diodes VD1 et VD2. L'amplificateur est chargé sur la tête dynamique BA1, qui est allumée sans condensateur de couplage, puisqu'en mode repos la tension à la sortie de l'amplificateur est pratiquement nulle. L'amplificateur est alimenté par une source bipolaire (Fig. 52) avec les mêmes tensions de sortie. Les circuits d'amplificateur et d'alimentation sont extrêmement simples, mais néanmoins, la conception assemblée à l'aide de ceux-ci est tout à fait fonctionnelle et peut fournir de bons paramètres.
D'autres améliorations se résument à l'installation de générateurs de courant à transistors au lieu de résistances, de stabilisateurs de tension dans l'alimentation électrique, à l'inclusion d'émetteurs suiveurs entre les étages individuels - les variations sur ce sujet sont infinies, et ceux qui s'intéressent aux circuits UMZCH les étudieront eux-mêmes, en utilisant d'autres publications. Passons au calcul du schéma le plus simple. Un amplificateur (Fig. 51) n'est rien de plus qu'un amplificateur opérationnel (ampli-op) dans sa forme la plus simple. Les amplificateurs opérationnels présentent un certain nombre d’avantages qui leur confèrent une application universelle et la plus large possible. L'impédance d'entrée et le gain d'un ampli opérationnel idéal sont infinis et l'impédance de sortie est nulle. Un ampli opérationnel idéal répond uniquement à la différence de tension entre ses entrées. Cela signifie qu'un changement simultané (en mode commun) de tension aux entrées n'entraîne pas de signal de sortie. Notre ampli opérationnel est loin d'être idéal : sa résistance d'entrée est de plusieurs dizaines de kilo-ohms, son gain est de plusieurs milliers et la suppression de la composante de mode commun du signal d'entrée ne dépasse pas 20...40 dB. Néanmoins, il s'allume et fonctionne de la même manière qu'un ampli opérationnel idéal (Fig. 53).
Le signal d'entrée est fourni via le condensateur d'isolement C4 à l'entrée non inverseuse DA1 (ce qui est dans le triangle correspond au circuit de la Fig. 51, mais il peut également s'agir d'un autre ampli opérationnel avec une sortie puissante, par exemple K157UD1 , K174UN11, etc.). La résistance R4 met le potentiel d'entrée à zéro. Sans rétroaction négative, qui réduit le gain et en même temps la distorsion non linéaire, et élargit également la bande de fréquences amplifiées, l'ampli opérationnel ne peut pas fonctionner. L'OOS est fourni de la sortie de l'amplificateur à l'entrée inverseuse via la résistance R6. En courant continu et aux basses fréquences, la chaîne C5R5 ne joue aucun rôle, la profondeur OOS est donc de 100 %. Cela signifie que les potentiels à la sortie et à l'entrée inverseuse sont également nuls. En effet, le moindre écart du potentiel de sortie, par exemple dans le sens positif, sera transmis à l'entrée inverseuse à travers la résistance R6, amplifié et entraînera une diminution du potentiel de sortie, compensant l'écart initial. La situation est différente avec un courant alternatif 3H - le diviseur R6R5 fonctionne dans le circuit OOS, et seule une partie de la tension alternative de sortie, égale à UoutxR5/(R5 + R6), est transmise à l'entrée inverseuse. Les tensions aux entrées sont presque égales (n'oublions pas que le gain de l'ampli-op se compte en milliers), donc la formule du gain sera : K = Uvyx/UBX=1 + R6/R5. La réactance du condensateur à la fréquence inférieure de la bande passante de l'amplificateur fH doit être inférieure à la résistance de la résistance R5, donc C5≥ 1/2πfHR5. Pour compléter le calcul des éléments du circuit de la Fig. 53, il suffit de choisir les résistances des résistances R4 et R6. Il est conseillé de les prendre de la même manière, alors les mêmes courants d'entrée de l'ampli-op, traversant ces résistances, provoqueront les mêmes chutes de tension. La différence de tension aux entrées restera nulle. Ces chutes de tension ne doivent cependant pas être importantes, il est raisonnable de les limiter à 50... 100 mV. Ainsi, R4 = R6 = (0,05...0,1 )/iin. Par exemple, avec iin = 1 µA, les résistances sont égales à 50... 100 kOhm. Passons maintenant au calcul des éléments internes de l'ampli-op (voir Fig. 51). Le courant des transistors d'entrée VT1 et VT2 (c'est le même) est i1 = i2 h21e où h21e est le coefficient de transfert de courant statique des transistors d'entrée dans un circuit avec un émetteur commun (il doit également être le même si possible). Le courant total des transistors traverse la résistance R2 et la chute de tension à ses bornes doit être inférieure de 0,5 V (tension de seuil d'ouverture des transistors) à la tension d'alimentation En. D'ici R2 = (En-0,5)/2i1 À h21e = 100 et iin = 1 μA, le courant de chaque transistor d'entrée sera de 0,1 mA et la résistance R2 à En = 6 V est de 27 kOhm. Courant je dois créer une chute de tension aux bornes de la résistance R1 suffisante pour ouvrir le transistor VT3, c'est-à-dire pas moins de 0,5 V. Par conséquent, la résistance de la résistance R1 doit être R1 =0,5/i1 Dans notre exemple, R1 = 5 kOhm. Si vous en choisissez davantage, alors une partie importante du courant i sera dirigée vers la base du transistor de l'étage préfinal VT3. Cela peut être autorisé à condition où i3 est le courant de collecteur du transistor VT3 ; h21EZ est son coefficient de transfert actuel. Le i3 actuel sera déterminé lors d'autres calculs. Ensuite, vous pouvez commencer à calculer les cascades pré-terminales et finales, et il est préférable de commencer par cette dernière, car le mode de la première en est largement déterminé. Ici, vous aurez besoin des caractéristiques du collecteur des transistors de sortie puissants, illustrées à la Fig. 54 et donnés dans des ouvrages de référence.
On suppose que les transistors VT4 et VT5 ont les mêmes caractéristiques, ne différant que par leur structure. Des paires similaires de transistors complémentaires sont produites par l'industrie (exemples : KT315 et KT361, KT815 et KT814, KT819 et KT818 avec des indices de lettres différents). Les caractéristiques montrent la dépendance du courant du collecteur sur la tension instantanée sur le collecteur à différents courants de base. Le graphique montre la zone des modes admissibles du circuit collecteur avec des lignes pointillées : en haut, elle est limitée par le courant maximal du collecteur, à droite - par la tension maximale admissible du collecteur, au milieu - par le maximum admissible puissance de dissipation du transistor, calculée comme le produit du courant et de la tension du collecteur. La ligne de charge ne doit franchir nulle part les limites des modes autorisés. Comme déjà mentionné, les transistors VT4 et VT5 fonctionnent dans un mode proche de la classe B. Cela signifie qu'en l'absence de signal, la tension sur le transistor est égale à Ep, et le courant est proche de zéro (le côté droit du ligne de charge). Sur l'alternance positive du signal, le transistor supérieur du circuit (VT4) s'ouvre, sur l'alternance négative, celui du bas (VT5). Puisque les processus sont complètement symétriques, considérons le fonctionnement du transistor supérieur. À mesure qu'il s'ouvre, le courant du collecteur augmente et la tension collecteur-émetteur chute, car une demi-onde de tension positive est libérée au niveau de la tête de charge BA1. En longeant la ligne de charge vers la gauche et vers le haut, en utilisant les caractéristiques du collecteur, nous déterminons ik max et Uk min illustrées à la Fig. 54. S'il n'y a pas de caractéristiques, alors le courant ik max est considéré comme légèrement inférieur au courant de collecteur maximal admissible, et Uk min désigne la tension de saturation collecteur-émetteur (chute de tension aux bornes du transistor lorsqu'il est complètement ouvert). Connaître les deux derniers paramètres permet de calculer la puissance délivrée par l'amplificateur. En effet, l'oscillation (amplitude) de la tension alternative à la charge sera En - Uk min, et l'amplitude du courant - ik max. Le pouvoir sera P \u2d (En - Uk min) ik max / XNUMX. En pratique, c'est souvent là que commence le calcul - après avoir spécifié la puissance de sortie, ils déterminent la tension d'alimentation En et sélectionnent le type de transistors de sortie qui fournissent le courant maximum requis et correspondent aux paramètres maximaux autorisés (Fig. 54). Il convient également de garder à l'esprit que la tension collecteur d'un transistor fermé peut atteindre près de 2En - la valeur maximale admissible de la tension collecteur-émetteur des transistors sélectionnés ne doit pas être inférieure à 2En. Connaissant le coefficient de transfert de courant (en mode grand signal) des transistors de sortie h21e4 et h21e5 (encore une fois, il est souhaitable qu'ils soient identiques), trouvez le courant de base maximum ib4 = ikmax/h21e4 Le courant du collecteur de l'étage pré-final (rappelez-vous que, contrairement aux transistors de sortie, il fonctionne en classe A) doit être nettement supérieur à ib4. Ici, les défauts du schéma le plus simple sont révélés (voir Fig. 51). Le fait est qu'à l'alternance positive du signal, le transistor VT3 s'ouvre et son courant croissant ouvre le transistor de sortie VT4. Ces processus se déroulent plutôt bien. Mais à l'alternance négative du signal, le transistor VT5 doit s'ouvrir et son courant de base maximum est déterminé par la résistance R3, et la tension aux bornes de cette résistance au pic de l'alternance négative est encore inférieure à Uк min ! C'est pourquoi il est nécessaire de définir un courant de collecteur élevé de l'étage pré-final i3, 10...20 fois supérieur à ib4, et de calculer la résistance de la résistance R3 à l'aide de la formule R3 = En/i3. Bien sûr, cela n'est pas rentable - vous devez installer un transistor assez puissant dans l'étage pré-terminal et l'efficacité de l'ensemble de l'amplificateur est réduite. Les mesures suivantes corrigent la situation : augmenter le coefficient de transfert de courant des transistors de sortie (installer des transistors composites, deux ou au moins un à la place de VT5), utiliser un générateur de courant à transistor au lieu de la résistance R3, allumer un « survolteur ». Dans ce dernier cas, la résistance R3 est composée de deux résistances connectées en série, et leur point médian est connecté via un gros condensateur à la sortie de l'amplificateur. La rétroaction positive locale qui en résulte contribue à une meilleure ouverture du transistor VT5. La dernière partie de l'amplificateur qui n'a pas été examinée est le condensateur C1, qui corrige la réponse en fréquence dans la région des fréquences plus élevées. Sa capacité est généralement petite – des dizaines de picofarads. Il sera discuté plus en détail dans la section suivante. Question pour l'autotest. Calculez l'UMZCH avec les paramètres suivants, tension d'entrée - 0,1 V, tension d'alimentation - ±6,3 V, résistance de charge - 4 Ohms, bande de fréquence reproductible - 50 Hz ... 12,5 kHz. Sélectionnez le type de transistor. Déterminez la puissance de sortie maximale sur une onde sinusoïdale. réponse. Commençons par ce dernier - calculons l'étage de sortie en mode puissance de sortie maximale. En mettant la tension résiduelle sur le collecteur du transistor de sortie ouvert Ukmin = 0,3 V, on obtient l'amplitude de la composante à fréquence variable en sortie Um = 6 V. Alors la valeur maximale du courant traversant le transistor sera lm=Um/RH = 6 V/4 Ohm -= 1,5 A. La puissance de sortie sur le signal sinusoïdal sera P = = UmIm/2 = 4,5 W. La valeur moyenne du courant d'impulsion cosinus à travers les transistors de sortie est de 0,32 l.m (0,32 est le coefficient zéro de décomposition des impulsions en composantes harmoniques). Alors je0 = 0,32 lm \u0,5d XNUMX A. Ici, nous devons ajouter un autre courant de repos Ipok les transistors de sortie sont d'environ 0,05 A. On trouve maintenant la puissance consommée par l'amplificateur P0 = 2En(I0 + Ipok)= 7 W. Comme vous pouvez le constater, l'efficacité de l'amplificateur en mode puissance maximale ne sera que de R/P0 = 4,5 W/7 W = 0,64 ou 64 %. À des puissances inférieures, le rendement sera encore plus faible. Chacun des transistors de sortie dissipera de la puissance (P0 - P)/2 = 1,25 W. Un bon choix de transistors est la paire complémentaire KT816, KT817 (avec n'importe quelle lettre d'indice). Leurs paramètres satisfont nos conditions avec une marge significative. Le gain de tension des étages préliminaires doit être d'au moins 6,3 V/0,1 V = 63. Un étage de transistor, compte tenu de la charge sur la faible impédance d'entrée des transistors puissants, ne fournira pas un tel gain, par conséquent, au moins deux étages sont nécessaire. Les diagrammes recommandés dans la Fig. 51-53. L'excès de gain est atténué en introduisant un OOS (Fig. 53) avec un rapport de résistance R6/R5 d'environ 60...70. Auteur : V. Polyakov, Moscou
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