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ENCYCLOPÉDIE DE LA RADIOÉLECTRONIQUE ET DU GÉNIE ÉLECTRIQUE Convertisseur de polarité de tension sur condensateurs commutés. Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique
Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique / Concepteur radioamateur L'article considère des variantes de circuit d'un convertisseur de polarité de tension sur des condensateurs commutés utilisant deux commutateurs au lieu de quatre. Un article [1] a été publié dans "Radio", où il est décrit en détail les principes de fonctionnement de ces convertisseurs, construits sur quatre commutateurs analogiques. Les possibilités de mise en oeuvre de tels convertisseurs sur deux commutateurs sont présentées ci-dessous.
Le principe de fonctionnement du convertisseur sur deux interrupteurs électroniques est expliqué par le schéma de la fig. 1. Les interrupteurs S1 et S2 sont commandés par deux signaux en opposition de phase. Lorsque les "contacts" de l'interrupteur S1 sont fermés (et que S2 est ouvert), le condensateur C1 est chargé depuis la source d'alimentation via la diode VD2 presque jusqu'au niveau Upit (nous négligeons la chute de tension Upr.d sur la diode ouverte VD2). Ensuite, lorsque les "contacts" de l'interrupteur S1 s'ouvrent et S2 se ferment, le condensateur C1 est connecté au condensateur C2 à travers la diode VD1. En conséquence, il est déchargé vers le condensateur C2. La tension aux bornes du condensateur C2 augmentera jusqu'à
et après plusieurs commutations, il atteindra la valeur stable |-UBblx| ≈ Upit-2Upr.d, si l'on néglige la valeur de la résistance rn du circuit de décharge série. Ainsi, la tension de sortie du côté négatif du convertisseur sera toujours inférieure à la tension positive. Un circuit pratique de l'interrupteur est illustré à la fig. 2. Le convertisseur est monté sur deux interrupteurs analogiques DA1.1, DA1.2. Des signaux de commande en opposition de phase sont envoyés aux entrées des commutateurs DE. Lorsque l'interrupteur DA1.1 est fermé, le condensateur C1 est chargé à travers la diode VD1, qui ensuite, après avoir ouvert l'interrupteur DA1.1 et fermé DA1.2, est déchargé à travers la diode VD2 vers le condensateur C2, etc. La caractéristique de charge du convertisseur dans des conditions égales est presque la même que celle du prototype. Il convient de noter que pour assurer une caractéristique de charge rigide, la capacité des condensateurs C1 et C2 doit être choisie d'une certaine manière. En effet, la branche négative de la charge est alimentée par le courant de décharge du condensateur C2. En régime établi, aux stades où l'interrupteur DA1.2 est ouvert et qu'il n'y a pas d'alimentation en énergie du condensateur C2, la diminution de la tension -Uout ne doit pas dépasser l'amplitude de la composante de tension variable (ondulation ΔU) autorisée pour la charge (ondulation ΔU) généralement pas plus de 1 ... 2% de Uout). Ainsi, avec un rapport cyclique des signaux de commande égal à 2 et une fréquence de découpage f, la valeur de la capacité du condensateur C2 doit satisfaire la condition
La valeur de la capacité du condensateur C1 doit être telle qu'au stade de l'état fermé de l'interrupteur DA1.2 non seulement fournir le courant de charge requis avec une augmentation simultanée de la tension |-Uout| par ΔU perdue lors de l'étape précédente, mais aussi pour compenser les pertes de tension au niveau des jonctions p-n ouvertes des diodes VD1 et VD2 et de la résistance active rn du circuit de charge du condensateur série C2. Bien entendu, la capacité du condensateur C1 doit être supérieure à la capacité du condensateur C2. Puisque la proportion relative des pertes sur les diodes VD1, VD2 et la résistance série rn est d'autant plus grande que la tension de sortie ou d'alimentation est faible, alors en pratique la capacité du condensateur C1 est souhaitable pour choisir au moins 2 et 1,3 fois la capacité du condensateur C2 à une tension Upit égale à 5 et 15 V, respectivement. Les diodes Schottky basse tension à faible puissance sont les mieux adaptées au convertisseur, en particulier à de faibles valeurs de Uout. Ceci est également vrai pour les autres types de transducteurs décrits ci-dessous. Il convient également de tenir compte du fait qu'à Upit > 5...6 V, il existe un risque de surcharge de courant à travers les interrupteurs au tout début du processus de démarrage. Pour atténuer les surcharges, une résistance de limitation de courant supplémentaire R1 doit être connectée en série avec le condensateur C1 (représenté sur la Fig. 2 par une ligne en pointillés). Par exemple, lorsque Upit = 15 V, le courant admissible à travers l'interrupteur est de 20 mA et la résistance de l'interrupteur fermé est de 100 Ohm, la valeur de la résistance R1 est comprise entre 300 et 400 Ohm. Dans ce cas, la capacité du condensateur C1 doit être portée à une valeur de 1,5C2. Les capacités de courant du convertisseur peuvent être considérablement améliorées si deux transistors complémentaires inclus dans l'étage push-pull sont utilisés comme commutateurs S1 et S2 (Fig. 3). Ici, la valeur de rn est très petite et les pertes sur celle-ci peuvent être négligées, et le courant admissible des transistors est bien supérieur à celui des commutateurs analogiques. Les transistors de ce convertisseur sont commandés par un signal commun en opposition de phase. Si le générateur de ce signal est assemblé sur des microcircuits TTL ou CMOS, les capacités de courant du transistor VT1 ne peuvent pas être pleinement utilisées car le courant de sortie de haut niveau admissible de ces microcircuits (sortant), en règle générale, est nettement inférieur au courant de bas niveau (entrant). Cependant, un tel inconvénient peut être facilement éliminé en utilisant les deux transistors de la structure pn-p, et en alimentant leur circuit de base avec deux séquences d'impulsions de commande déphasées de 180 degrés. Dans ce cas, deux résistances de limitation de courant de base de la même résistance seront nécessaires. La valeur de ces résistances est déterminée en tenant compte de la tension Upit, du courant de collecteur maximal admissible (Ikmax) et du coefficient de transfert de courant statique de la base h21e. De plus, pour le circuit de la Fig. 3, il est nécessaire de prendre en compte en plus la valeur du courant de sortie admissible du générateur de signal de commande. La valeur correcte des résistances de base élimine la possibilité de surcharge de courant des transistors (en particulier lors du démarrage), ainsi que le générateur de signal de commande (dans tous les modes). C'est l'avantage des convertisseurs à base de transistors par rapport à ceux montés sur des commutateurs analogiques (voir Fig. 2), où la protection contre les surintensités est obtenue en aggravant la caractéristique de charge en introduisant une résistance de limitation de courant R1. Maintenant, lorsque le courant traversant les deux transistors p-n-p est limité, lors de la détermination du courant de charge maximal admissible lH max, il est possible de fonctionner avec le courant maximal traversant ces transistors :
De plus, du fait de la capacité des transistors de commutation à fonctionner en régime de saturation, il est possible de négliger les pertes du circuit de décharge et d'exprimer la tension de sortie avec un rapport plus précis : |-Uout| = Upit - 2Upr.d. Les capacités de courant du convertisseur sur des transistors complémentaires (Fig. 3) peuvent être considérablement augmentées si le temporisateur analogique KR1006VI1 est utilisé comme générateur d'impulsions de commande selon l'un des schémas de [2]. Vous pouvez également amplifier le signal de commande de courant avec un émetteur suiveur sur un transistor npn. Alors la caractéristique de charge de ce convertisseur sera la même que celle de celui monté sur des transistors pnp. Le plus intéressant, à mon avis, est la possibilité de construire un convertisseur sur la minuterie KR1006VI1 (Fig. 4), qui remplit les fonctions des deux commutateurs.La minuterie est activée selon le circuit de déclenchement de Schmitt [2]. L'une des sorties de la minuterie - broche 3 - permet le courant entrant et sortant jusqu'à 100 mA (200 mA par impulsion). Pour contrôler le temporisateur, une séquence d'impulsions de faible puissance est nécessaire, appliquée aux entrées combinées R et S ; aucune résistance de limitation de courant n'est requise.
Grâce à l'introduction de la polarité de deux diodes dans le convertisseur, il devient possible de construire un convertisseur encore plus simple - avec un seul transistor (Fig. 5). Le prototype ici est le nœud selon le schéma de la Fig. 1, où l'interrupteur S1 est remplacé par la résistance R1, et S2 est remplacé par le transistor VT1. Lorsque le transistor est fermé, le condensateur C1 est chargé à travers la résistance R1 et la diode VD1, et dès que le transistor s'ouvre, ce condensateur est déchargé à travers la diode VD2 vers le condensateur C2. En raison de la simplicité, ses capacités actuelles sont également très modestes en raison d'une faible efficacité. Lorsque le transistor VT1 est ouvert, parallèlement au courant de décharge du condensateur C1, un courant inutile circule également depuis la source d'alimentation, égal à Upit / R1 et bien supérieur au courant de charge. Cependant, si le rendement ne fait pas partie des facteurs critiques, ce convertisseur peut être utilisé dans des alimentations de faible puissance avec un courant de sortie pouvant atteindre plusieurs milliampères. Quelques mots sur la fréquence de fonctionnement optimale des convertisseurs de polarité considérés. De la formule ci-dessus pour la capacité C2, il s'ensuit qu'une fréquence plus élevée correspond à une capacité plus faible nécessaire pour fournir le courant de sortie requis. La fréquence limite ici est largement déterminée par les caractéristiques de fréquence des éléments, principalement les condensateurs et les commutateurs. Optimal pour les appareils selon le schéma de la Fig. 3 et 4, où, sur la base de la possibilité d'obtenir des valeurs relativement importantes du courant de charge, des condensateurs à oxyde peuvent être utilisés, la fréquence doit être considérée entre 10 ... 20 kHz. Et dans les convertisseurs de commutation moins puissants sur les commutateurs analogiques, la fréquence peut être augmentée à près de 100 kHz à l'aide de condensateurs haute fréquence miniatures. La limite de fréquence supérieure des convertisseurs avec un interrupteur sur deux transistors est également limitée par le fait qu'en raison de la différence des valeurs de leurs temps de marche et d'arrêt, un courant traversant apparaît inévitablement, dont les pertes dynamiques augmentent fortement avec l'augmentation de la fréquence. Par conséquent, une diminution de la capacité des condensateurs C1 et C2 avec une fréquence croissante et la transition vers des condensateurs sans oxyde ne donnent pas toujours un effet positif. Cependant, le principal obstacle à l'augmentation des capacités de courant jusqu'à la valeur de courant nominal des commutateurs appliqués est, bien sûr, la résistance série rn des circuits de charge et de décharge. Je pense qu'à cause de cela, il y a une forte baisse de la tension de sortie des convertisseurs sur les commutateurs analogiques (en particulier avec quatre commutateurs, comme dans [1]) à des valeurs de courant nettement inférieures à celles que les commutateurs eux-mêmes permettent. À cet égard, les convertisseurs du circuit de la fig. 3 et 4 se comparent favorablement avec une résistance rn presque dix fois inférieure. En conclusion, notons que dans les cas où le rapport cyclique Q des impulsions de commande est supérieur à deux, la valeur calculée de la capacité des condensateurs C1 et C2 doit être augmentée d'un facteur de 0,5Q. littérature
Auteur : E. Muradkhanyan, Erevan, Arménie
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