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ENCYCLOPÉDIE DE LA RADIOÉLECTRONIQUE ET DU GÉNIE ÉLECTRIQUE Impédancemètre pour haut-parleur. Encyclopédie de la radioélectronique et de l'électrotechnique
Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique / Technique de mesure Cet appareil mesure le module et la phase de l'impédance électrique du haut-parleur dans la bande de fréquence audio et est très utile pour les passionnés d'audio qui construisent ou modifient leurs propres haut-parleurs. Connaître ces paramètres permet de configurer correctement l'inverseur de phase, de sélectionner et de calculer les filtres crossover du haut-parleur, et d'améliorer sa réponse en phase. La dépendance en fréquence du module de résistance, ainsi que le déphasage entre le courant et la tension sur la bobine d'une tête de haut-parleur basse fréquence typique, sont illustrés sur la fig. 1. L'impédance en dessous de la fréquence de résonance naturelle est inductive, à la résonance elle est active, et au-dessus elle est d'abord capacitive puis redevient inductive avec l'augmentation de la fréquence du signal. La caractéristique phase-fréquence de l'impédance permet d'obtenir des informations complémentaires nécessaires au calcul et à l'analyse du haut-parleur.
À l'aide de l'appareil proposé ici, il est possible de déterminer les caractéristiques spécifiées dans la plage de fréquences de 17,4 Hz à 29,4 kHz. Les limites de mesure du module d'impédance et de l'angle de phase sont respectivement |Z|= 0...200 Ohm et f=+90°. Les résultats de mesure se reflètent sous la forme de tensions continues 0...200 mV et 0...+900 mV, coïncidant numériquement avec les valeurs des paramètres correspondants. Deux voltmètres ou multimètres numériques à usage général peuvent être connectés à l'appareil pour des mesures plus rapides. Des enregistreurs peuvent être utilisés. Le principe de fonctionnement du compteur, dont le schéma est illustré à la Fig. 2 est la suivante. Dans deux gammes de fréquences couvrant toute la bande de fréquence audio, le générateur génère deux tensions sinusoïdales dont la phase diffère de 90° (signaux en quadrature). L'un d'eux sous la forme d'un courant stable est fourni à la charge étudiée - un haut-parleur ou une tête, et l'autre, en phase de 90 °, est converti en un signal rectangulaire - un méandre. La phase d'onde carrée est la référence pour mesurer le déphasage entre le courant sinusoïdal et la tension de tête. À condition que le courant traversant la bobine soit stable, la tension aux bornes de celle-ci est proportionnelle au module de l'impédance.
Le générateur du compteur est construit à l'aide d'un ampli opérationnel et d'un amplificateur de courant contrôlé en tension (ITUN). Pour garantir la précision nécessaire du réglage de la fréquence, la plage de fréquences sonores du générateur est divisée en deux. Des résistances de réglage variable doubles (R6 et R8) sont connectées en série avec les résistances de limitation. Pour eux, une caractéristique exponentielle du changement de résistance est requise (groupe B). À l'aide du commutateur SA1, la plage de fréquence du générateur est sélectionnée : dans une position - 17,4 ... 1000 Hz, dans l'autre - 530 Hz ... 29,4 kHz. Dans le générateur d'ampli opérationnel DA2.4, les éléments de réglage de fréquence sont un filtre de phase accordable et un intégrateur inverseur sur les amplis opérationnels ITUN DA1 et DA2.3, couverts par un retour. L'intégrateur a un déphasage de 90°, donc la condition d'équilibre de phase de l'oscillateur est remplie lorsque le filtre de phase produit un déphasage de -90°. En somme, la rotation des phases est de 0°. La fréquence de fonctionnement fG du générateur est déterminée par les éléments R8, R9, C10 (ou C9) :
Pour maintenir l'amplitude d'oscillation à la sortie de l'intégrateur dans la plage des fréquences de fonctionnement, son courant d'entrée doit changer proportionnellement à la fréquence. La modification correspondante du courant de sortie DA1 est obtenue en ajustant le courant de commande ITUN (sur la broche 5) avec une résistance variable R6, combinée à une autre résistance de réglage de fréquence R8. L'adaptation imparfaite des résistances des résistances R6 et R8 dans la bande de fréquence entraîne une modification de l'amplitude de la tension générée, mais le circuit d'autorégulation rétablit sa valeur requise. Le courant redressé par la diode VD1, proportionnel à l'amplitude des oscillations, est sommé algébriquement à travers la résistance R12 à l'entrée de l'intégrateur DA2.2 avec le courant traversant les résistances R13, R14. Avec une augmentation du signal, la tension de sortie de l'intégrateur DA2.2 diminue et le courant ITUN DA1 diminue également. En conséquence, une amplitude d'oscillation stable est établie, égale à 2,14 V. L'intégrateur correctif sur DA2.1 remplit la fonction de stabilisation du mode DC, formant un circuit de retour de suivi, et maintient la tension à la sortie DA2.4 avec une précision de plusieurs millivolts.
La tension générée par le générateur est convertie par la résistance R15 en courant de charge correspondant. En raison de la résistance relativement faible de cette résistance par rapport à la charge (Zn max = 200 Ohm), la précision dans la plage de mesure du paramètre est assurée par un convertisseur tension-courant spécial : le redresseur AC sur DA3, avec R15 , agit comme un générateur de courant par rapport à la tête testée. Pour plus de précision sur la Fig. 3 montre un schéma de la source de courant Howland, qui est formée à partir d'un convertisseur à résistance négative (pour plus d'informations à ce sujet, voir le livre de V. L. Shilo "Circuits intégrés linéaires". - M : Radio et communication, 1979. - Environ. éd. .). si
la résistance interne Ri de la source et le courant IL circulant à travers la charge à partir de la source de tension Ue sont déterminés à partir des relations :
si
la résistance interne Ri atteint une valeur très élevée. Notez que les propriétés décrites du générateur de courant sont également préservées lorsque des éléments d'un redresseur double alternance y sont introduits. Ainsi, la résistance interne effective augmente jusqu'à environ 36 kOhm. Les résistances R16-R20 doivent être utilisées avec précision (écart ne dépassant pas 1 %). Lors du calcul indépendant de la résistance des résistances, R22 doit également être pris en compte, en se concentrant sur les valeurs des coefficients
Pour DA3, un ampli opérationnel avec une fréquence de coupure à gain élevé a été utilisé, tandis que l'erreur de rectification dépendant de la fréquence peut être négligée. Cet ampli opérationnel en boucle ouverte à large bande a un gain CC d'environ 1500 2, les diodes VD3 et VD11 sont donc choisies avec une faible tension directe. Les condensateurs C13 et C3 séparent DA2,8 des diodes du circuit OOS, et la tension de polarisation de l'ampli-op n'affecte pas le résultat de la mesure. Son étage d'entrée sur les transistors pnp a une valeur de courant de base typique IB = 22 μA, ce qui fournit une chute de tension aux bornes de la résistance R3 par rapport à la sortie de l'ampli opérationnel DA0,9 d'environ 13 V, suffisante pour polariser le condensateur au tantale CXNUMX. Rectifié pour mesurer |ZН| la tension est supprimée de la cathode de la diode VD2. Elle se compose de deux composantes : l'alternance négative correspond à la tension à la charge ZH, l'alternance positive de la tension est amplifiée par les temps alpha. Le circuit intégrateur R21C14 forme à partir de cette tension alternative asymétrique la valeur moyenne UC14, qui est la tension redressée de sortie (en millivolts), numériquement égale au module d'impédance (en ohms) :
L'ampleur du déphasage entre le courant mesuré et la tension agissant sur la charge est déterminée à l'aide de deux comparateurs DA4 et DA5 et du microcircuit DD1. Quelle que soit la résistance de charge, une tension alternative agit sur la résistance R23, dont la double amplitude est supérieure à la somme des tensions agissant sur les diodes VD2, VD3, de sorte que le comparateur DA4 commute clairement même avec une charge à faible résistance. La tension sinusoïdale agissant à la sortie DA2.3 est convertie par le comparateur DA5 en une tension rectangulaire. Après les comparateurs, les deux signaux sont traités par quatre éléments XOR connectés en parallèle du microcircuit DD1, dont les tensions d'alimentation sont égales en amplitude par rapport au fil commun. De ce fait, après intégration des impulsions de tension issues des sorties DD1 par les éléments R28-R33, C19 et C20, sa valeur moyenne correspond au déphasage (numériquement en degrés) entre le courant mesuré et la tension alternative tombant sur la résistance ZH. . L'appareil est alimenté par une unité séparée avec stabilisateurs de tension intégrés. Il fournit une tension d'alimentation bipolaire de +6,7 V par rapport au fil commun avec un réglage de la valeur totale à + 15 % près. Une résistance de précision de 200 ohms convient pour calibrer l'impédancemètre. Ensuite, à une fréquence de signal de par exemple 100 Hz, la résistance R14 fixe une tension UZ = 200 mV au niveau de la charge. La tension Uf doit être réglée uniquement en ajustant la tension de l'alimentation. Le circuit R24C16 compense certains déphasages provoqués par le redresseur actif sur DA3. En conséquence, le réglage de la résistance d'accord R24 aux hautes fréquences est effectué de manière à ce qu'il n'y ait pas de déphasage pour la résistance factice de charge non inductive (f=0°). Pour calibrer le phasemètre, les sorties des deux comparateurs sont temporairement connectées au bus d'alimentation -6,7 V et le curseur de la résistance d'ajustement R33 est réglé sur la position dans laquelle Uf = -900 mV est obtenu. À propos de la possibilité de remplacer les éléments de l'appareil. Il est permis de remplacer le microcircuit amplificateur opérationnel TL084 par TL074, TL082 ou K574UD2 domestique (les deux derniers microcircuits contiennent deux amplificateurs opérationnels dans l'emballage). En tant qu'amplificateurs et comparateurs DA3-DA5, vous pouvez utiliser la puce K1401UD6, qui contient chacune un ampli opérationnel et un comparateur. Cependant, les comparateurs LM311 sont remplaçables par d'autres dotés d'une sortie à collecteur ouvert - LM306, LM393, K554CA3, KR521CA3. L'ampli opérationnel EL2044CN peut être remplacé par un autre à large bande ; l'étage d'entrée de la plupart de ces amplificateurs opérationnels est réalisé sur des transistors à structure npn et il faudra donc changer la polarité de mise sous tension du condensateur C13. Les diodes VD1-VD3 (avec barrière Schottky) ont une tension réduite en connexion directe ; ils sont remplacés par KD922(A-B), KD523A. Cependant, si l'ampli opérationnel à large bande DA3 a un gain supérieur à 5000 503, il est permis d'utiliser des diodes des séries KD518, KD520, KDXNUMX. Le CD4030 a un homologue national K561LP2. Dans le redresseur PSU, il est possible d'utiliser des diodes KD521, KD522 avec n'importe quel indice et un microcircuit d'un régulateur de tension bipolaire réglable KR142EN6 (NE5554). Nous notons également que presque tous les générateurs fonctionnels conviennent comme générateur de signal en quadrature, contenant dans sa structure un intégrateur et un convertisseur de signal triangulaire-sinusoïdal avec une impédance de sortie ne dépassant pas 50 ohms. Auteur : Kuhle H. Messchaltung fur Lautsprecher. - Radio Fernsehen
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