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ENCYCLOPÉDIE DE LA RADIOÉLECTRONIQUE ET DU GÉNIE ÉLECTRIQUE Considérations de conception pour les amplificateurs de rétroaction courants
Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique / Concepteur radioamateur Récemment, il y a eu une autre vague de discussions sur un sujet qui peut être conditionnellement appelé "pour" ou "contre" la rétroaction négative dans les amplificateurs. Malheureusement, ces discussions contiennent rarement des arguments rationnels, tout en démontrant un manque évident de connaissances sur les "petites choses" du travail et de la conception de systèmes avec FOS. La situation est compliquée par le fait que dans la plupart des cas, pour justifier les objections à l'utilisation de la rétroaction, des dispositifs sont cités qui, en fait, s'avèrent être un exemple d'utilisation illettrée ou infructueuse de celle-ci. Et puis, dans les pires traditions de la logique scolaire, la conclusion est tirée : "le feedback, c'est mauvais !". Dans le même temps, les exemples d'utilisation correcte des FOS semblent devenir de plus en plus rares, et très probablement en raison de la quasi-absence de littérature moderne sur cette question. C'est pourquoi il nous semble particulièrement opportun de publier plusieurs documents consacrés à des caractéristiques peu connues de la conception d'amplificateurs hautement linéaires avec rétroaction. Rappelons que la principale raison de l'invention des amplificateurs avec NFB par Harold Black en 1927 était précisément la nécessité d'augmenter la linéarité des amplificateurs utilisés dans les systèmes de communication téléphonique multicanaux sur une paire de fils. Le problème était que les exigences de linéarité de ces amplificateurs augmentent très fortement à mesure que le nombre de canaux augmente. Il y a deux raisons à cela. Le premier est le nombre de produits d'intermodulation possibles qui interfèrent. La deuxième raison est qu'avec une augmentation de la bande passante du signal, les pertes dans les câbles augmentent également, c'est pourquoi les amplificateurs doivent être placés à une distance plus courte (et leur réponse en fréquence doit être ajustée plus fortement), et sur une distance de 2500 km route leur nombre passe à trois mille. Étant donné que les produits de distorsion dans la ligne de communication sont additionnés, les exigences pour chaque amplificateur individuel sont en conséquence plus strictes. Pour préciser à quel point la classe de cet équipement est élevée, nous notons que les amplificateurs pour les systèmes à 10800 canaux ont un niveau de distorsion d'intermodulation de troisième ordre à la fin de la bande passante (60 MHz) ne dépassant pas -120 ... - 126 dB et une valeur de tonalité différentielle ne dépassant pas - 130...-135 dB. La distorsion d'intermodulation d'ordre supérieur est encore plus faible. La réponse en fréquence d'un chemin contenant deux à trois mille (!) amplificateurs au cours de sa durée de vie (environ 30 ans de fonctionnement XNUMX heures sur XNUMX) ne change que de quelques décibels, principalement en raison du vieillissement du câble. Selon les normes des équipements conventionnels, c'est fantastique, mais en réalité ce n'est que le résultat d'une utilisation compétente de la protection de l'environnement. Le problème de l'augmentation de la linéarité des amplificateurs X. Black travaille chez Bell Labs depuis 1921. C'est lui qui a développé presque toutes les méthodes connues de compensation de distorsion, en particulier la correction de distorsion par la connexion dite directe, ainsi que la distorsion compensation en additionnant un signal de sortie déformé avec un signal de distorsion anti-phase dédié . Ces mesures, bien sûr, ont eu un effet, mais elles n'ont pas suffi. La solution cardinale au problème de la linéarité était précisément l'invention des amplificateurs à rétroaction et, surtout, leur mise en œuvre pratique correcte, ce qui était impossible sans la création d'une théorie appropriée ("il n'y a rien de plus pratique qu'une bonne théorie!") . La première étape dans la construction de la théorie a été faite par Harry Nyquist, qui a trouvé une méthode encore utilisée pour déterminer la stabilité avant même la fermeture de la boucle de rétroaction, basée sur le type de réponse en fréquence et de réponse en phase d'un système ouvert (hodographe de Nyquist) . Cependant, tout n'est pas si simple. Malgré la simplicité et l'apparente évidence du principe de fonctionnement du FOS, pour obtenir réellement les bénéfices que l'on peut obtenir de son utilisation, il a fallu créer une théorie de la rétroaction très poussée, ce qui ne se résume nullement à assurer la stabilité ( manque de génération). Sa construction n'a été pratiquement achevée par l'éminent mathématicien américain d'origine néerlandaise Hendrik Wade Bode qu'en 1945 [1]. Afin de comprendre la réelle complexité des tâches, notons que même le premier brevet de Black pour un amplificateur avec rétroaction, qui ne décrit pas tous les problèmes, a le volume d'un petit livre - il contient 87 pages. Soit dit en passant, au total, X. Black a reçu 347 brevets, dont une partie importante est spécifiquement liée à la mise en œuvre d'amplificateurs avec OOS. En comparaison avec un tel volume de travail, toutes les revendications des "subvertisseurs des fondations" modernes qui n'ont rien créé de proche en niveau, et souvent n'ont même jamais lu (ou n'ont pas compris) les œuvres de Black, Nyquist et Bode, avoir l'air au moins trop sûr de lui. Par conséquent, la question n'est pas d'utiliser l'OOS (en réalité, il existe toujours, mais pas toujours explicitement), mais que cette utilisation soit compétente et apporte le résultat souhaité. Alors, à laquelle des "non décrites dans les manuels" devriez-vous faire attention lors de la conception et de l'évaluation de la conception du circuit des amplificateurs avec rétroaction ? Tout d'abord, nous rappelons que dans la formule du coefficient de transfert (fonction de transfert) d'un système de rétroaction H(s) = K(s)/[1+b(s)K(s)] des nombres et des fonctions complexes apparaissent, à savoir :
Pour obtenir des résultats corrects, les calculs doivent être effectués selon les règles de l'arithmétique des nombres complexes [2], souvent oubliées même par les auteurs de manuels. Par exemple, à un angle de phase de gain de boucle proche de ± 90 °, ± 270 °, les non-linéarités d'amplitude de l'amplificateur d'origine sont presque complètement converties en phases (c'est-à-dire en modulation de phase parasite, bien qu'affaiblies de |bK| fois ). Dans ce cas, la modulation d'amplitude parasite disparaît pratiquement et les résultats des mesures de distorsion d'intermodulation peuvent être de 20 à 30 dB plus optimistes que ne le montre réellement l'analyseur de spectre (et l'audition dans le cas de l'UMZCH). Malheureusement, c'est exactement le cas avec la plupart des unités d'organisation et de nombreux UMZCH. Un bon exemple est l'amplificateur à rétroaction de courant décrit par Mark Alexander [3]. Le niveau réel de distorsion d'intermodulation (en abréviation anglaise - IMD) de cet amplificateur sur un signal bicolore aux fréquences de 14 et 15 kHz selon l'analyseur de spectre est d'environ 0,01%, ce qui est en bon accord avec la distorsion harmonique versus graphique de fréquence (environ 0,007 % à une fréquence de 15 kHz ). Si la distorsion d'intermodulation de cet amplificateur est mesurée à l'aide de la méthode standard (modulation d'amplitude uniquement), les valeurs IMD résultantes seront beaucoup plus faibles. À une fréquence de 7 kHz, nous n'obtenons qu'un négligeable 0,0002%, et à 15 kHz - environ 0,0015%, ce qui est nettement inférieur aux valeurs réelles (environ 0,005 et 0,01%, respectivement). Cet effet a également été mentionné au passage par Matti Otala [4]. L'instant d'après. Il est important de comprendre que le FOS ne peut pas réduire la valeur absolue des produits de distorsion et de bruit apportés à l'entrée par rapport à la situation où la boucle FOS est ouverte et les niveaux de signal à la sortie sont les mêmes dans les deux cas. À des fréquences suffisamment élevées, le gain de tout amplificateur chute; en conséquence, le signal de différence dans l'amplificateur avec rétroaction augmente également. Par conséquent, dans la région des fréquences plus élevées, l'entrée et les étages suivants commenceront inévitablement à montrer leur non-linéarité, car l'augmentation du signal de différence dans un amplificateur avec rétroaction est possible de presque doubler la valeur d'entrée [5] en raison du déphasage . On remarque également qu'avec une boucle de contre-réaction fermée, les produits de distorsion, notamment d'ordre élevé, tels que les "dents" de commutation des bras de l'étage de sortie, sont similaires aux signaux d'entrée haute fréquence et le filtre passe-bas d'entrée ne peut pas aide ici. C'est pourquoi, afin d'éviter une expansion catastrophique du spectre des distorsions d'intermodulation avec l'introduction du FOS, il est hautement souhaitable de fournir une décroissance plus rapide de l'enveloppe du spectre des produits de distorsion sans FOS que le taux de décroissance du gain de boucle. Cette condition, malheureusement, est non seulement peu connue (Bode ne fait qu'y faire allusion, la jugeant évidente), mais est aussi extrêmement rarement remplie. Pour la même raison, la correction de fréquence introduite pour la stabilité ne doit pas conduire à une dégradation de la linéarité de l'amplificateur sur toute la gamme de fréquence, jusqu'à la fréquence de gain unitaire et même un peu plus haut. Le moyen le plus évident d'y parvenir est d'effectuer une correction de manière à réduire directement la valeur du signal d'entrée, comme cela a été fait dans le célèbre amplificateur M. Otala (Fig. 1). A noter que la "quenching" du signal différentiel en entrée par la chaîne R6C1 utilisée ici donne un bien meilleur résultat que le circuit gabarit de correction de fréquence de type op-amp, malgré la présence dans les circuits émetteurs d'étages différentiels de condensateurs boost C2, C4, C6, qui augmentent considérablement la non-linéarité dynamique.
Ce qui précède explique l'opportunité d'une grande marge de linéarité dans les étapes précédant celles où se forme la décroissance principale de la réponse en fréquence - dans les amplificateurs avec rétroaction, cela est d'abord nécessaire pour éviter une expansion significative du spectre des produits de distorsion . Afin d'augmenter la linéarité des étages d'entrée, il est souvent recommandé d'y utiliser des transistors à effet de champ, cependant, cette recommandation n'a de sens que lors de l'utilisation de transistors à effet de champ discrets avec une tension de coupure élevée (plus de 5 V) et réglage du mode approprié (environ la moitié du courant initial, cependant, amplification d'un tel étage faible). L'amplification des cascades sur les transistors bipolaires avec l'introduction de la rétroaction locale, fournissant la même transconductance effective et fonctionnant au même courant que les cascades sur les transistors à effet de champ, offre toujours une linéarité nettement meilleure, en particulier aux hautes fréquences, en raison d'un meilleur rapport de capacité traversante à la transconductance [6 ]. L'utilisation d'amplificateurs opérationnels standard avec une entrée "de champ", dans laquelle les transistors d'entrée fonctionnent dans un mode d'environ 0,6 ... dans lequel pas plus de 0,7 ... 0,1 V ne chutent sur les résistances d'émetteur. amplificateurs opérationnels de vitesse avec une entrée "bipolaire", la chute de tension aux bornes des résistances d'émetteur n'est généralement pas inférieure à 0,2 ... 300 mV, de sorte que la linéarité de leurs étages d'entrée est plus élevée et leur capacité d'entrée est inférieure. C'est pour ces raisons que les amplificateurs opérationnels d'entrée de champ à haute linéarité et haute vitesse (tels que l'OPA500 et l'AD655) sont généralement construits comme une combinaison d'étages de transistors bipolaires avec des suiveurs de source d'entrée. Pour augmenter la linéarité des étages d'entrée, il est plus efficace d'utiliser une rétroaction locale dépendante de la fréquence, qui fournit simultanément la diminution nécessaire de la réponse en fréquence et l'augmentation de la linéarité (par exemple, avec des inductances dans les circuits émetteurs des étages d'entrée [sept]). La protection environnementale locale dépendante de la fréquence réduit la perte de profondeur de la protection environnementale globale dans la bande de fréquences de fonctionnement ; il est applicable à la fois dans les étages d'amplification de tension (par exemple, dans les amplificateurs opérationnels LM7, LM101, NE318 [5534]) et dans les étages de sortie (par exemple, dans les amplificateurs opérationnels OP8, LM275 et dans les microcircuits UMZCH TDA12x et LM729/3876) . Ainsi, lors du développement d'un amplificateur avec rétroaction, il est nécessaire d'assurer une linéarité acceptable (au moins pas inférieure à quelques pour cent) et une meilleure stabilité des caractéristiques sans rétroaction précisément dans la région de fréquence où le gain de boucle est faible, et non aux basses fréquences , où le gain de boucle est élevé. Un certain nombre de mesures visant à améliorer la linéarité aux basses et moyennes fréquences (par exemple, l'introduction de la liaison dite de suivi dans un amplificateur cascode) conduisent simultanément à une détérioration de la stabilité des caractéristiques et (ou) à une diminution dans la linéarité à HF. Par conséquent, leur introduction dans des amplificateurs avec rétroaction n'est pas pratique. Dans le cas de l'utilisation d'OOS local, afin d'obtenir de bons résultats, il est nécessaire d'optimiser leurs caractéristiques de fréquence, car chacun d'eux augmente non seulement la linéarité de cette cascade, mais réduit également le gain de boucle dans le circuit OOS général. Cette tâche n'est pas anodine, on ne peut se passer d'une modélisation et d'une optimisation informatique très précise. En règle générale, en première approximation, nous pouvons supposer que l'option optimale est proche de celle dans laquelle la contribution de tous les étages à la distorsion résultante de l'amplificateur avec OOS (avec une boucle OOS fermée!) Est approximativement la même. De plus, pour les amplificateurs avec une rétroaction commune, il est extrêmement important qu'il n'y ait pas de chute de suivi dynamique dans la boucle de rétroaction. Cela signifie que les non-linéarités dynamiques sont inacceptables, entraînant des changements brusques de caractéristiques, par exemple dus au blocage ou à la saturation (quasi-saturation) des transistors, ou dus à l'apparition de courants de grille dans les lampes lorsqu'un signal est appliqué à travers un condensateur de couplage. Si, pour une raison quelconque, de tels phénomènes ne peuvent être exclus, il est nécessaire de prendre des mesures pour niveler leur influence dans les régions de fréquence où le gain de boucle est faible (en particulier dans la région de fréquence de gain unitaire), en utilisant, par exemple, la protection de l'environnement local. Un excellent exemple est l'étage de sortie push-pull NE5534 [8] basé sur des transistors de même structure de conductivité. Il semblerait que la cascade soit très non linéaire : l'épaulement supérieur est un émetteur suiveur, celui du bas est un transistor à émetteur commun. Néanmoins, en raison de l'augmentation de la profondeur du FOS local avec la fréquence, même des traces de "pas" sont absentes dans le système d'exploitation (bien sûr, à condition que la carte soit correctement routée). Par conséquent, la principale source de distorsion de cet amplificateur s'avère le plus souvent être précisément la surcharge de l'étage d'entrée, qui ne contient pas (pour minimiser le bruit) de résistances d'émetteur ! Quoi qu'il en soit, cet ampli-op n'a pas d'augmentation de la distorsion dans la bande de fréquence audio même avec un gain avec un NFB de 40 dB (P = 0,01), lorsque la profondeur du NFB total à 20 kHz ne le fait pas. dépasser 30 dB. Les distorsions dans ce cas ne dépassent pas 0,005% (et ceci avec une oscillation du signal de sortie de 20 V de crête à crête), et leur spectre est pratiquement limité par la troisième harmonique. Dans le même temps, connecter une charge jusqu'à 500 ohms n'a presque aucun effet sur la distorsion. Parmi les autres défauts du circuit, l'hystérésis dynamique (créée par la plupart des circuits conçus pour une commutation "en douceur" des épaules des étages de sortie push-pull) est particulièrement dangereuse, ainsi que la "coupure centrale" qui se produit aux hautes fréquences - une étape ( la maladie standard des étages de sortie sur les transistors composés selon le schéma Shiklai ou sur la base de l'amplificateur "parallèle"). Du point de vue de la stabilité, ces défauts équivalent à l'apparition d'un déphasage supplémentaire, atteignant jusqu'à 80°... 100°. Dans un certain nombre d'amplificateurs opérationnels et certains modèles d'amplificateurs puissants, pour surmonter ces lacunes, des circuits de dérivation RF sont utilisés (système d'exploitation multicanal). La question du choix du type de réponse en fréquence de l'amplification de boucle est assez bien traitée dans la littérature classique, par exemple dans [1]. Le choix du nombre optimal d'étages d'amplification, en tenant compte de leur vitesse relative, et la conception de systèmes avec FOS multicanaux sont examinés en détail dans [9], nous ne donnerons donc que de brèves informations ci-dessous. Étant donné que le nœud UMZCH «le plus lent» est le plus souvent un étage de sortie puissant, le nombre optimal de cascades dans l'UMZCH du point de vue de la linéarité et de la profondeur de la rétroaction n'est certainement pas inférieur à trois (comme l'a établi Bode, avec une vitesse à peu près égale de les cascades, un amplificateur à trois étages est optimal). Dans le cas d'effectuer une correction avec des circuits contournant les cascades sur le RF, le nombre de cascades n'est limité que par la complication du dispositif. La division de la boucle générale FOS en plusieurs boucles locales, promue par un certain nombre d'auteurs, est inopportune malgré la simplification de la conception. La couverture par une rétroaction "locale" de plus d'un étage de l'amplificateur, comme le montre Bode, conduit à une perte de linéarité potentiellement réalisable. Par exemple, deux cascades connectées en série avec un NFB local de 30 dB chacune auront une linéarité évidemment moins bonne que les deux mêmes cascades couvertes par un NFB total de 60 dB dans la même bande de fréquence. Bien sûr, il y a quelques exceptions à cette règle. Ainsi, pour la formation de la réponse en fréquence du gain de boucle, il est utile d'utiliser un OOS local dépendant de la fréquence, lorsque dans la région des fréquences de fonctionnement de l'amplificateur, ils sont pratiquement désactivés et ne réduisent pas la profondeur réalisable du SOO total. Un autre exemple est que dans les amplificateurs micro-ondes fabriqués sur des composants discrets, le déphasage excessif introduit par les éléments actifs et les circuits passifs commence à dépasser le déphasage naturel, déterminé par la décroissance de la réponse en fréquence, et la profondeur réalisable de l'OOS global est faible. Dans ce cas, il est plus pratique d'utiliser des chaînes de FOS locaux entrelacés au lieu d'un FOS général. La marge de stabilité de phase aux hautes fréquences pour UMZCH ne doit pas être choisie inférieure à 20 ° ... 25 ° (inférieure - peu fiable) et il n'est pas rentable d'augmenter plus de 50 ° ... 70 ° (pertes notables dans la zone d'amplification, c'est-à-dire en vitesse et en profondeur OOS). Pour augmenter la profondeur de l'OOS dans la bande de fréquence de fonctionnement, il est conseillé d'introduire une section d'amplification de boucle avec une pente d'environ 12 dB par octave dans la réponse en fréquence. Il est même préférable de former la réponse en fréquence d'une boucle d'amplification telle qu'une Bode cut ou une Nyquist stable (avec un déphasage au-delà de 180°), cependant, leur mise en place correcte est assez compliquée et donc pas toujours justifiée. C'est pourquoi les UMZCH avec une réponse en fréquence d'amplification en boucle de Nyquist, pour autant que l'on sache, ne sont pas produits en série. Les conceptions décrites dans la littérature présentent des limitations opérationnelles importantes (en particulier, l'inadmissibilité de signaux haute fréquence entrant dans l'entrée, un mauvais écrêtage de la tension de sortie). La suppression de ces restrictions est possible, mais fastidieuse. Un autre facteur de faisabilité très important souvent négligé est la conception des cascades couvertes par le retour d'expérience. Il doit s'assurer qu'il n'y a pas de pics de résonance parasites au niveau de la décroissance de la réponse en fréquence et au-delà de la bande passante, obligeant, pour assurer la stabilité, à baisser artificiellement la vitesse de l'ensemble de l'amplificateur (voir les exemples de la réponse en fréquence de l'open- amplificateurs de rétroaction de boucle illustrés à la Fig. 2). La présence de pics parasites dans la réponse en fréquence réduit fortement la profondeur de l'OOS réalisable sans auto-excitation. La courbe 1 démontre la possibilité de fournir une grande marge de stabilité (10 dB) à une fréquence de gain unitaire d'environ 2 MHz. La profondeur de l'OOS à 20 kHz est d'au moins 40 dB. La courbe 2 présente un pic parasite dont le facteur de qualité est de l'ordre de 20 (en fait, il peut être supérieur). Pour qu'un amplificateur avec une telle réponse en fréquence ne soit pas excité (avec une marge de stabilité de seulement 2 ... 3 dB), le gain de boucle et la bande passante de rétroaction d'un tel amplificateur devront être réduits d'un facteur 20 par rapport à la courbe 1, et la fréquence d'auto-excitation probable sera cent fois supérieure à la fréquence nominale du gain unitaire !
En résumant un bref aperçu, nous notons que toute conception est un ensemble de compromis, il est donc très important que les solutions appliquées soient mutuellement liées et que la conception soit un tout. En ce qui concerne UMZCH, par exemple, il n'y a aucune raison particulière d'atteindre spécifiquement une profondeur de rétroaction supérieure à 80 ... 90 dB dans la bande de fréquences audio, car la principale source de produits de distorsion dans ce cas ne sera plus des éléments actifs, mais constructives, par exemple, les interférences des étages de sortie push-pull. Il est clair que dans un tel cas, il est plus important d'affiner soigneusement la conception, comme cela se fait dans l'une des conceptions de l'auteur [10] ou dans les amplificateurs étrangers des marques Halcro et Dynamic Precision. littérature
Auteur : S. Ageev, Moscou ; Publication : radioradar.net
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