1. Caractéristiques de la propriété intellectuelle

Circuits de protection ION et sous-tension. Le circuit s'allume lorsque l'alimentation atteint le seuil de 5.5..7.0 V (valeur typique 6.4 V). Jusqu'à ce point, les bus de contrôle internes désactivent le fonctionnement du générateur et de la partie logique du circuit. Courant à vide à la tension d'alimentation +15 V (transistors de sortie désactivés) pas plus de 10 mA. ION +5V (+4.75..+5.25 V, stabilisation de sortie pas pire que +/- 25mV) fournit un courant de sortie jusqu'à 10 mA. Il est possible d'amplifier l'ION uniquement à l'aide d'un suiveur émetteur npn (voir TI pages 19-20), mais la tension en sortie d'un tel "stabilisateur" dépendra fortement du courant de charge.

Générateur génère sur le condensateur de temporisation Ct (broche 5) une tension en dents de scie de 0..+3.0V (amplitude fixée par ION) pour TL494 Texas Instruments et 0...+2.8V pour TL494 Motorola (que peut-on attendre des autres ?) , respectivement pour TI F =1.0/(RtCt), pour Motorola F=1.1/(RtCt).

Les fréquences de fonctionnement admissibles vont de 1 à 300 kHz, tandis que la plage recommandée est Rt = 1 ... 500 kOhm, Ct = 470 pF ... 10 μF. Dans ce cas, la dérive de température typique de la fréquence est (bien sûr, sans tenir compte de la dérive des composants connectés) +/- 3%, et la dérive de fréquence en fonction de la tension d'alimentation est de 0.1% dans toute la plage autorisée .

Pour éteindre le générateur à distance, vous pouvez utiliser une clé externe pour fermer l'entrée Rt (6) à la sortie ION, ou - fermer Ct à la masse. Bien sûr, la résistance de fuite de l'interrupteur ouvert doit être prise en compte lors du choix de Rt, Ct.

Entrée de commande de phase de repos (rapport cyclique) à travers le comparateur de phase de repos définit la pause minimale requise entre les impulsions dans les bras du circuit. Cela est nécessaire à la fois pour empêcher le courant traversant dans les étages de puissance à l'extérieur du CI et pour le fonctionnement stable du déclencheur - le temps de commutation de la partie numérique du TL494 est de 200 ns. Le signal de sortie est activé lorsque la scie sur Ct dépasse la tension à l'entrée de commande 4 (DT). Aux fréquences d'horloge jusqu'à 150 kHz à tension de commande nulle, la phase de repos = 3% de la période (décalage du signal de commande équivalent 100..120 mV), aux hautes fréquences, la correction intégrée étend la phase de repos à 200.. 300ns.

À l'aide du circuit d'entrée DT, il est possible de définir une phase de repos fixe (diviseur RR), un mode de démarrage progressif (RC), un arrêt à distance (clé) et également d'utiliser DT comme entrée de commande linéaire. Le circuit d'entrée est composé de transistors pnp, de sorte que le courant d'entrée (jusqu'à 1.0 uA) sort du circuit intégré et n'y pénètre pas. Le courant est assez important, il faut donc éviter les résistances à haute résistance (pas plus de 100 kOhm). Voir TI, page 23 pour un exemple de protection contre les surtensions utilisant une diode Zener TL3 (430) à 431 broches.

Amplificateurs d'erreur - en fait, des amplificateurs opérationnels avec Ku=70..95dB en tension continue (60 dB pour les premières séries), Ku=1 à 350 kHz. Les circuits d'entrée sont assemblés sur des transistors pnp, de sorte que le courant d'entrée (jusqu'à 1.0 µA) sort du CI et n'y pénètre pas. Le courant est suffisamment important pour l'amplificateur opérationnel, la tension de polarisation l'est également (jusqu'à 10 mV), il convient donc d'éviter les résistances à haute résistance dans les circuits de commande (pas plus de 100 kOhm). Mais grâce à l'utilisation d'entrées pnp, la plage de tension d'entrée est de -0.3 V à Vsupply-2V.

Les sorties des deux amplificateurs sont combinées par une diode OU. L'amplificateur, à la sortie duquel il y a une plus grande tension, intercepte le contrôle de la logique. Dans ce cas, le signal de sortie n'est pas disponible séparément, mais uniquement à partir de la sortie de la diode OU (c'est aussi l'entrée du comparateur d'erreurs). Ainsi, un seul amplificateur peut être fermé par la boucle de contre-réaction en mode linéaire. Cet amplificateur ferme le système d'exploitation linéaire principal en termes de tension de sortie. Dans ce cas, le deuxième amplificateur peut être utilisé comme comparateur - par exemple, pour dépassement du courant de sortie, ou comme clé d'un signal d'alarme logique (surchauffe, court-circuit, etc.), arrêt à distance, etc. L'un des les entrées du comparateur sont liées à l'ION, les deuxièmes alarmes OU (encore mieux - les signaux ET logiques des états normaux).

Lors de l'utilisation d'un système d'exploitation dépendant de la fréquence RC, il convient de rappeler que la sortie des amplificateurs est en fait asymétrique (diode série!), Donc charger la capacité (vers le haut) la chargera et vers le bas - cela prendra beaucoup de temps décharger. La tension à cette sortie est de l'ordre de 0..+3.5V (un peu plus que l'amplitude du générateur), puis le coefficient de tension chute brutalement et à environ 4.5V en sortie les amplificateurs saturent. De même, les résistances à faible résistance doivent être évitées dans le circuit de sortie des amplificateurs (boucles OS).

Les amplificateurs ne sont pas conçus pour fonctionner dans un cycle de la fréquence de fonctionnement. Avec un retard de propagation du signal à l'intérieur de l'amplificateur de 400 ns, ils sont trop lents pour cela, et la logique de commande du trigger ne le permet pas (il y aurait des impulsions latérales en sortie). Dans les circuits PN réels, la fréquence de coupure du circuit OS est sélectionnée de l'ordre de 200-10000 Hz.

Logique de commande de déclenchement et de sortie - Avec une tension d'alimentation d'au moins 7V, si la tension scie sur le générateur est supérieure à celle sur l'entrée de commande DT, и si la tension de scie est supérieure à celle de l'un des amplificateurs d'erreur (en tenant compte des seuils et des décalages intégrés), la sortie du circuit est autorisée. Lorsque le générateur est réinitialisé du maximum à zéro, les sorties sont désactivées. Un déclencheur avec une sortie biphasée divise la fréquence par deux. Avec un 0 logique à l'entrée 13 (mode sortie), les phases de déclenchement sont combinées par OU et sont alimentées simultanément aux deux sorties, avec un 1 logique, elles sont alimentées en paraphase à chaque sortie séparément.

Transistors de sortie - npn Darlingtons avec protection thermique intégrée (mais pas de protection de courant). Ainsi, la chute de tension minimale entre le collecteur (généralement fermé au bus positif) et l'émetteur (à la charge) est de 1.5 V (typique à 200 mA), et dans un circuit d'émetteur commun, elle est légèrement meilleure, 1.1 V typique. Le courant de sortie maximal (avec un transistor ouvert) est limité à 500 mA, la puissance maximale pour l'ensemble du cristal est de 1W.

2. Fonctionnalités des applications

Travailler sur la grille du transistor MIS. Répéteurs de sortie

Lors d'un fonctionnement sur une charge capacitive, qui est classiquement la grille d'un transistor MIS, les transistors de sortie TL494 sont rendus passants par un émetteur suiveur. Lorsque le courant moyen est limité à 200 mA, le circuit est capable de charger la grille assez rapidement, mais il est impossible de la décharger avec le transistor éteint. La décharge de la grille avec une résistance mise à la terre est également d'une lenteur insatisfaisante. Après tout, la tension sur la capacité de grille conventionnelle diminue de façon exponentielle, et pour fermer le transistor, la grille doit être déchargée de 10V à pas plus de 3V. Le courant de décharge à travers la résistance sera toujours inférieur au courant de charge à travers le transistor (et la résistance chauffera assez bien et volera le courant clé lors de la montée).

Option A. Circuit de décharge via un transistor pnp externe (emprunté au site Web de Shikhman - voir "Alimentation de l'amplificateur Jensen"). Lorsque la porte se charge, le courant traversant la diode éteint le transistor pnp externe, lorsque la sortie IC est éteinte, la diode est éteinte, le transistor s'allume et décharge la grille à la masse. Moins - ne fonctionne que sur de petites capacités de charge (limitées par la réserve de courant du transistor de sortie du CI).

Lors de l'utilisation du TL598 (avec une sortie push-pull), la fonction de l'épaulement inférieur, bit, est déjà câblée sur la puce. L'option A ne fonctionne pas dans ce cas.

Option B. Répéteur complémentaire indépendant. La charge de courant principale étant traitée par un transistor externe, la capacité (courant de charge) de la charge est pratiquement illimitée. Transistors et diodes - tout HF avec une faible tension de saturation et Ck, et une marge de courant suffisante (1A par impulsion ou plus). Par exemple, KT644 + 646, KT972 + 973. La "masse" du répéteur doit être soudée directement à côté de la source de l'interrupteur d'alimentation. Les collecteurs des transistors répéteurs doivent être shuntés avec une capacité céramique (non représentée sur le schéma).

Le choix du circuit dépend principalement de la nature de la charge (capacité de grille ou charge de commutation), de la fréquence de fonctionnement et des exigences de synchronisation pour les fronts d'impulsion. Et ils (les fronts) doivent être aussi rapides que possible, car c'est sur les transitoires sur la clé MIS que la plupart des pertes de chaleur sont dissipées. Je vous recommande de vous tourner vers les publications de la collection International Rectifier pour une analyse complète du problème, mais je me limiterai moi-même à un exemple.

Un transistor puissant - IRFI1010N - a une charge de grille totale de référence Qg=130nC. C'est beaucoup, car le transistor a une surface de canal exceptionnellement grande afin de fournir une résistance de canal extrêmement faible (12 mΩ). Ce sont ces clés qui sont nécessaires dans les convertisseurs 12V, où chaque milliohm compte. Pour garantir l'ouverture du canal, la grille doit être fournie avec Vg = + 6V par rapport à la masse, tandis que la charge totale de grille Qg (Vg) = 60 nC. Pour garantir la décharge de la grille chargée jusqu'à 10V, il faut absorber Qg(Vg)=90nC.

Avec une fréquence d'horloge de 100 kHz et un rapport cyclique total de 80 %, chaque bras fonctionne en mode 4 µs ouvert - 6 µs fermé. Supposons que la durée de chaque front d'impulsion ne doit pas dépasser 3% de l'état ouvert, c'est-à-dire tf=120ns. Sinon, les pertes de chaleur sur la clé augmentent fortement. Ainsi, le courant de charge moyen minimum acceptable Ig+=60nC/120ns=0.5A, le courant de décharge Ig-=90nC/120ns=0.75A. Et ceci sans tenir compte du comportement non linéaire des capacités de grille !

En comparant les courants requis avec les limites du TL494, il est clair que son transistor intégré fonctionnera à la limite de courant et ne fera probablement pas face à la charge de grille en temps opportun, donc le choix est fait en faveur d'un suiveur complémentaire . Avec une fréquence de fonctionnement inférieure ou avec une capacité inférieure de la grille de clé, une variante avec un éclateur est également possible.

2. Mise en œuvre de la protection actuelle, du démarrage progressif, de la limitation du cycle de service

En règle générale, dans le rôle d'un capteur de courant, une résistance série dans le circuit de charge est demandée. Mais il volera de précieux volts et watts à la sortie du convertisseur, et il ne contrôlera que les circuits de charge, et il ne pourra pas détecter les courts-circuits dans les circuits primaires. La solution est un capteur de courant inductif dans le circuit primaire.

Le capteur lui-même (transformateur de courant) est une bobine toroïdale miniature (son diamètre intérieur, en plus de l'enroulement du capteur, doit laisser passer librement le fil de l'enroulement primaire du transformateur de puissance principal). A travers le tore on fait passer le fil de l'enroulement primaire du transformateur (mais pas le fil "terre" de la source !). Nous avons réglé la constante de temps de montée du détecteur de l'ordre de 3 à 10 périodes de la fréquence d'horloge, la chute - 10 fois plus, en fonction du courant de fonctionnement de l'optocoupleur (environ 2 à 10 mA avec une chute de tension de 1.2 à 1.6 V ).

Sur le côté droit du diagramme - deux solutions typiques pour TL494. Le diviseur Rdt1-Rdt2 définit le rapport cyclique maximal (phase de repos minimale). Par exemple, à Rdt1=4.7kOhm, Rdt2=47kOhm, à la sortie 4 il y a une tension constante Udt=450mV, ce qui correspond à une phase de repos de 18..22% (selon la série IC et la fréquence de fonctionnement).

A la mise sous tension, Css est déchargé et le potentiel à l'entrée DT est Vref (+5V). Css est chargé via Rss (alias Rdt2), abaissant en douceur le potentiel DT à la limite inférieure, limitée par le diviseur. C'est un démarrage en douceur. Avec Css = 47 uF et les résistances spécifiées, les sorties du circuit s'ouvrent 0.1 s après la mise sous tension et atteignent le cycle de fonctionnement pendant encore 0.3-0.5 s.

Dans le circuit, en plus de Rdt1, Rdt2, Css, il y a deux fuites - le courant de fuite de l'optocoupleur (pas plus de 10 μA à haute température, environ 0.1-1 μA à température ambiante) et le courant de base du CI transistor d'entrée provenant de l'entrée DT. Pour que ces courants n'affectent pas de manière significative la précision du diviseur, nous sélectionnons Rdt2 = Rss pas supérieur à 5 kOhm, Rdt1 - pas supérieur à 100 kOhm.

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