Les IP de micropuissance avec isolation galvanique du secteur ~220 V peuvent être réalisés à l'aide d'optocoupleurs en les connectant en série pour augmenter la tension de sortie (Fig. 3.2-1.). Le transfert d'énergie s'effectue au moyen d'un flux lumineux unidirectionnel à l'intérieur de l'optocoupleur (l'optocoupleur contient des éléments émetteurs et absorbants de lumière), il n'y a donc pas de connexion galvanique avec le réseau.

Sur un optocoupleur, 0,5-0,7 V sont alloués à AOD101. AOD302 et 4 V - pour AOT102, AOT110 (entrée 0,2 mA). Pour fournir les valeurs requises de tension et de courant, les optocoupleurs sont connectés en série ou en parallèle. En tant qu'élément d'accumulation tampon, vous pouvez utiliser un ionistor, une batterie ou une capacité de 100 à 1000 microfarads. Les LED sont alimentées par une capacité ne dépassant pas 0.2 uF pour éviter la destruction. Il faut rappeler que le rendement des optocoupleurs diminue avec le temps (environ 25 % sur 15000 XNUMX heures de fonctionnement).

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2. Micro stabilisateur de puissance à faible consommation

Certaines conceptions de jambon nécessitent des régulateurs de micropuissance qui consomment des microampères en mode de stabilisation. Sur la fig. 3.2-4 montre un schéma de principe d'un tel stabilisateur avec une consommation de courant interne de 10 μA et un courant de stabilisation de 100 mA.

Pour les éléments indiqués sur le schéma, la tension de stabilisation est Uout \u3.4d 1 V, pour la changer, au lieu de la LED HL522, vous pouvez allumer les diodes KD0.7 en série (à chaque chute de tension est de 1 V : sur les transistors VT2, VT0,3 - 30 V). La tension d'entrée de ce stabilisateur (Uin) n'est pas supérieure à XNUMX V. Des transistors avec un gain maximum doivent être utilisés.

3. Alimentations avec condensateurs de couplage

Dans les alimentations microélectriques avec couplage galvanique à un réseau industriel, soi-disant. condensateurs de couplage, qui ne sont rien de plus que des résistances shunt connectées en série dans le circuit de puissance. On sait qu'un condensateur installé dans un circuit à courant alternatif a une résistance qui dépend de la fréquence et qui est dite réactive. La capacité du condensateur d'isolement (en supposant une application dans un réseau industriel ~ 220 V, 50 Hz) peut être calculée à l'aide de la formule suivante :

Par exemple : un chargeur pour batteries nickel-cadmium 12V d'une capacité de 1 Ah peut être alimenté par le secteur via un condensateur de séparation. Pour les batteries au nickel-cadmium, le courant de charge est de 10 % du nominal, c'est-à-dire 100 mA dans notre cas. De plus, compte tenu de la chute de tension aux bornes du stabilisateur de l'ordre de 3-5 V, nous constatons qu'il est nécessaire de fournir une tension de ~ 18 V à l'entrée du chargeur à un courant de fonctionnement de 100 mA. En substituant ces données, on obtient :

selon la première formule :

Ainsi, nous choisissons C \u1,5d 500 μF avec une double tension de fonctionnement de XNUMX V (des condensateurs des types suivants peuvent être utilisés : MBM, MGBP, MBT).

Un schéma complet d'un chargeur avec un condensateur de couplage est illustré à la fig. 3.2-2. L'appareil est adapté pour charger des batteries avec un courant ne dépassant pas 100 mA à une tension de charge ne dépassant pas 15V. La résistance ajustable R2 définit la valeur requise de la tension de charge. R1 agit comme un limiteur de courant au début de la charge et la tension générée dessus est appliquée à la LED. Par l'intensité de la lueur de la LED, vous pouvez juger du niveau de décharge de la batterie.

Lors de l'utilisation de cette alimentation (et de toute autre alimentation sans isolation galvanique du réseau), vous devez vous souvenir des mesures de sécurité. L'appareil et la batterie rechargeable sont toujours sous le potentiel du réseau industriel. Dans certains cas, de telles restrictions rendent impossible le fonctionnement normal des appareils, il est donc nécessaire de prévoir une isolation galvanique de l'IP du réseau.

Une alimentation de faible puissance avec un condensateur de séparation, mais avec une isolation galvanique d'un réseau industriel, peut être réalisée sur la base d'un transformateur de transition ou d'un relais de démarrage magnétique, et leur tension de fonctionnement peut être inférieure à 220 V. Dans la fig. 3.2-3 montre un schéma de principe d'une telle alimentation.

La capacité du condensateur d'isolement est calculée en tenant compte des paramètres du transformateur (c'est-à-dire, connaissant le rapport de transformation, calculez d'abord la tension qui doit être fournie à l'entrée du transformateur, puis, après vous être assuré qu'une telle tension est acceptable pour le transformateur utilisé, calculer les paramètres du condensateur).

La puissance dégagée par une telle source d'alimentation peut tout à fait alimenter une sonnette de maison, un récepteur, un lecteur audio.

4. Alimentations avec condensateurs de couplage

Dans les alimentations microélectriques avec couplage galvanique à un réseau industriel, soi-disant. condensateurs de couplage, qui ne sont rien de plus que des résistances shunt connectées en série dans le circuit de puissance. On sait qu'un condensateur installé dans un circuit à courant alternatif a une résistance qui dépend de la fréquence et qui est dite réactive. La capacité du condensateur d'isolement (en supposant une application dans un réseau industriel ~ 220 V, 50 Hz) peut être calculée à l'aide de la formule suivante :

Par exemple : un chargeur pour batteries nickel-cadmium 12V d'une capacité de 1 Ah peut être alimenté par le secteur via un condensateur de séparation. Pour les batteries au nickel-cadmium, le courant de charge est de 10 % du nominal, c'est-à-dire 100 mA dans notre cas. De plus, compte tenu de la chute de tension aux bornes du stabilisateur de l'ordre de 3-5 V, nous constatons qu'il est nécessaire de fournir une tension de ~ 18 V à l'entrée du chargeur à un courant de fonctionnement de 100 mA. En substituant ces données, on obtient :

selon la première formule :

Ainsi, nous choisissons C \u1,5d 500 μF avec une double tension de fonctionnement de XNUMX V (des condensateurs des types suivants peuvent être utilisés : MBM, MGBP, MBT).

Un schéma complet d'un chargeur avec un condensateur de couplage est illustré à la fig. 3.2-2. L'appareil est adapté pour charger des batteries avec un courant ne dépassant pas 100 mA à une tension de charge ne dépassant pas 15V. La résistance ajustable R2 définit la valeur requise de la tension de charge. R1 agit comme un limiteur de courant au début de la charge et la tension générée dessus est appliquée à la LED. Par l'intensité de la lueur de la LED, vous pouvez juger du niveau de décharge de la batterie.

Lors de l'utilisation de cette alimentation (et de toute autre alimentation sans isolation galvanique du réseau), vous devez vous souvenir des mesures de sécurité. L'appareil et la batterie rechargeable sont toujours sous le potentiel du réseau industriel. Dans certains cas, de telles restrictions rendent impossible le fonctionnement normal des appareils, il est donc nécessaire de prévoir une isolation galvanique de l'IP du réseau.

Une alimentation de faible puissance avec un condensateur de séparation, mais avec une isolation galvanique d'un réseau industriel, peut être réalisée sur la base d'un transformateur de transition ou d'un relais de démarrage magnétique, et leur tension de fonctionnement peut être inférieure à 220 V. Dans la fig. 3.2-3 montre un schéma de principe d'une telle alimentation.

La capacité du condensateur d'isolement est calculée en tenant compte des paramètres du transformateur (c'est-à-dire, connaissant le rapport de transformation, calculez d'abord la tension qui doit être fournie à l'entrée du transformateur, puis, après vous être assuré qu'une telle tension est acceptable pour le transformateur utilisé, calculer les paramètres du condensateur).

La puissance dégagée par une telle source d'alimentation peut tout à fait alimenter une sonnette de maison, un récepteur, un lecteur audio.

5. Alimentations linéaires

Actuellement, les alimentations linéaires traditionnelles sont de plus en plus remplacées par des alimentations à découpage. Cependant, malgré cela, ils continuent d'être une solution très pratique et pratique dans la plupart des cas de conception de radio amateur (parfois dans des appareils industriels). Il y a plusieurs raisons à cela: premièrement, les alimentations linéaires sont structurellement assez simples et faciles à configurer, deuxièmement, elles ne nécessitent pas l'utilisation de composants haute tension coûteux et, enfin, elles sont beaucoup plus fiables que les alimentations pulsées.

Une alimentation linéaire typique contient : un transformateur abaisseur de réseau, un pont de diodes avec un filtre et un stabilisateur qui convertit la tension non régulée reçue de l'enroulement secondaire du transformateur via le pont de diodes et le filtre en une tension de sortie stabilisée, de plus, cette tension de sortie est toujours inférieure au stabilisateur de tension d'entrée non stabilisé.

Le principal inconvénient d'un tel schéma est le faible rendement et la nécessité de réserver de l'énergie dans presque tous les éléments de l'appareil (c'est-à-dire qu'il nécessite l'installation de composants qui permettent des charges plus élevées que prévu pour l'IP dans son ensemble, par exemple, pour un IP de 10 W, un transformateur d'une puissance d'au moins 15 W est nécessaire et etc.). La raison en est le principe selon lequel fonctionnent les stabilisateurs des PI linéaires. Il consiste à dissiper de la puissance sur l'élément régulateur Ppac = Icharge * (Uin - Uout).Il résulte de la formule que plus la différence entre la tension d'entrée et de sortie du stabilisateur est grande, plus il faut dissiper de puissance sur l'élément régulateur .

D'autre part, plus la tension d'entrée du stabilisateur est instable et plus elle dépend de la variation du courant de charge, plus elle doit être élevée par rapport à la tension de sortie. Ainsi, on peut voir que les stabilisateurs d'alimentation linéaires fonctionnent dans une plage assez étroite de tensions d'entrée admissibles, et ces limites sont encore plus étroites lorsque des exigences strictes sont imposées à l'efficacité de l'appareil. Mais le degré de stabilisation et de suppression du bruit impulsionnel obtenu dans les IP linéaires est bien supérieur aux autres schémas. Examinons plus en détail les stabilisateurs utilisés en IP linéaire.

Les stabilisateurs les plus simples (appelés paramétriques) sont basés sur l'utilisation des caractéristiques des caractéristiques courant-tension de certains dispositifs à semi-conducteurs - principalement les diodes Zener. Ils ont une impédance de sortie élevée. faible niveau de stabilisation et faible efficacité. De tels stabilisateurs ne sont utilisés qu'à de faibles charges, généralement en tant qu'éléments de circuit (par exemple, en tant que sources de tension de référence). Des exemples de stabilisateurs paramétriques et de formules de calcul sont illustrés à la fig. 3.3-1.

Les stabilisateurs linéaires passants en série se distinguent par les caractéristiques suivantes : la tension à la charge ne dépend pas de la tension d'entrée et du courant de charge, des valeurs élevées du courant de charge sont autorisées, un coefficient de stabilisation élevé et une faible résistance de sortie sont prévus. Le schéma fonctionnel d'un stabilisateur linéaire typique est illustré à la fig. 3.3-2. Le principe de base sur lequel repose son travail est de comparer la tension de sortie avec une tension stabilisée

tension de référence et commande basée sur les résultats de cette comparaison, l'élément de puissance principal du stabilisateur (dans le schéma fonctionnel, le transistor dit de passage VT1, fonctionnant en mode linéaire, mais il peut aussi s'agir d'un groupe de composants) , sur lequel la puissance excédentaire est dissipée (voir. formule ci-dessus).

Dans la plupart des cas de conception de radio amateur, des alimentations linéaires basées sur des microcircuits de stabilisateurs linéaires de la série K (KR) 142 peuvent être utilisées comme sources d'alimentation pour les appareils. Ils ont de très bons paramètres, ont des circuits de protection contre les surcharges intégrés, des circuits de compensation thermique, etc., sont facilement accessibles et faciles à utiliser (la plupart des stabilisateurs de cette série sont entièrement implémentés à l'intérieur du CI, qui (n'ont que trois sorties) Cependant, lors de la conception linéaire IP haute puissance (25-100 W), une approche plus subtile est requise, à savoir : l'utilisation de transformateurs spéciaux avec des noyaux blindés (ayant un CDP plus élevé), l'utilisation directe des seuls stabilisateurs intégrés est impossible en raison à leur puissance insuffisante, c'est-à-dire que des composants de puissance supplémentaires sont nécessaires et, par conséquent, des circuits de protection supplémentaires contre les surcharges, les surchauffes et les surtensions.Ces IP génèrent beaucoup de chaleur, nécessitent l'installation de nombreux composants sur de gros radiateurs et, par conséquent, sont assez volumineux Des solutions de circuit spéciales sont nécessaires pour obtenir un facteur de stabilisation de tension de sortie élevé.

6. Stabilisateur avec courant de charge jusqu'à 5A

Sur la fig. 3.3-3 montre le circuit de base pour la construction de stabilisateurs puissants qui fournissent un courant de charge allant jusqu'à 5 A. ce qui est tout à fait suffisant pour alimenter la plupart des conceptions de radio amateur. Le circuit est réalisé à l'aide d'une puce stabilisatrice de la série KR142 et d'un transistor de passage externe.

À faible consommation de courant, le transistor VT1 est fermé et seul le microcircuit stabilisateur fonctionne, mais avec une augmentation de la consommation de courant, la tension allouée à R2 et VD5 ouvre le transistor VT1 et la partie principale du courant de charge commence à traverser sa jonction. La résistance R1 sert de capteur de courant de surcharge. Plus la résistance R1 est élevée, moins la protection de courant est déclenchée (le transistor VT1 se ferme). L'inductance de filtre L 1 sert à supprimer l'ondulation AC à charge maximale.

Selon le schéma ci-dessus, vous pouvez assembler des stabilisateurs pour une tension de 5-15 V. Les diodes de puissance VD1-VD4 doivent être évaluées pour un courant d'au moins 10 A. La résistance R4 ajuste la tension de sortie (la valeur de base est défini par le type de puce stabilisatrice utilisée série KR142). Les éléments de puissance sont installés sur des radiateurs d'une surface d'au moins 200 cm ^ 2.

Par exemple, calculons un stabilisateur de tension avec les caractéristiques suivantes :

Uout - 12 V ; inég - 3A ; Uin - 20 V.

Nous choisissons un stabilisateur de tension 12 V dans la série KR142 - KR142EN8B. Nous sélectionnons un transistor traversant capable de dissiper la puissance de charge maximale Prac \u20d Uin * Iload \u3d 60 • 1.5 \u2d 818 W (il est conseillé de choisir une puissance de transistor 100 à 15 fois supérieure) - le commun KT1A convient (Rrac \u5d 202 W, Ik max \uXNUMXd XNUMX A). En tant que VDXNUMX-VDXNUMX, toutes les diodes de puissance adaptées au courant peuvent être utilisées, par exemple, KDXNUMXD.

7. Commutation des alimentations

Contrairement aux alimentations linéaires traditionnelles, qui supposent l'amortissement d'une tension non stabilisée excessive sur un élément traversant linéaire, les alimentations pulsées utilisent d'autres méthodes et phénomènes physiques pour générer une tension stabilisée, à savoir : l'effet de l'accumulation d'énergie dans les inducteurs, ainsi que la possibilité de transformation à haute fréquence et la conversion de l'énergie stockée en pression constante. Il existe trois schémas typiques de construction d'alimentations pulsées (voir Fig. 3.4-1): élévateur (la tension de sortie est supérieure à l'entrée), abaisseur (la tension de sortie est inférieure à l'entrée) et inverseur (la tension de sortie a l'opposé polarité par rapport à l'entrée). Comme on peut le voir sur la figure, ils ne diffèrent que par la manière de connecter l'inductance, sinon le principe de fonctionnement reste inchangé, à savoir.

Un élément clé (généralement des transistors bipolaires ou MIS sont utilisés), fonctionnant à une fréquence d'environ 20 à 100 kHz, périodiquement pendant une courte période (pas plus de 50% du temps) applique la pleine tension d'entrée non stabilisée à l'inductance. courant d'impulsion. traversant la bobine, assure l'accumulation d'énergie dans son champ magnétique 1/2LI^2 à chaque impulsion. L'énergie ainsi stockée de la bobine est transférée à la charge (soit directement à l'aide d'une diode de redressement, soit via l'enroulement secondaire puis redressée), le condensateur de filtrage de lissage de sortie garantit que la tension et le courant de sortie sont constants. La stabilisation de la tension de sortie est assurée par un réglage automatique de la largeur ou de la fréquence des impulsions sur l'élément clé (le circuit de rétroaction est conçu pour surveiller la tension de sortie).

Ce schéma, bien que plutôt complexe, peut augmenter considérablement l'efficacité de l'ensemble du dispositif. Le fait est que, dans ce cas, en plus de la charge elle-même, il n'y a pas d'éléments de puissance dans le circuit qui dissipent une puissance importante. Les transistors à clé fonctionnent dans un mode clé saturé (c'est-à-dire que la chute de tension à travers eux est faible) et ne dissipent la puissance que dans des intervalles de temps assez courts (le temps de l'impulsion). De plus, en augmentant la fréquence de conversion, il est possible d'augmenter considérablement la puissance et d'améliorer les caractéristiques de poids et d'encombrement.

Un avantage technologique important de l'IP pulsé est la possibilité de construire sur leur base un réseau IP de petite taille avec une isolation galvanique du réseau pour alimenter une grande variété d'équipements. De tels IP sont construits sans l'utilisation d'un transformateur de puissance basse fréquence encombrant selon le circuit convertisseur haute fréquence. Ceci, en fait, est un circuit typique d'une alimentation pulsée avec une réduction de tension, où une tension secteur redressée est utilisée comme tension d'entrée, et un transformateur haute fréquence (de petite taille et à haut rendement) est utilisé comme un élément de stockage, de l'enroulement secondaire duquel la tension stabilisée de sortie est retirée (ce transformateur assure également l'isolation galvanique du réseau).

Les inconvénients des alimentations pulsées comprennent: la présence d'un niveau élevé de bruit impulsionnel à la sortie, une grande complexité et une faible fiabilité (en particulier dans la production artisanale), la nécessité d'utiliser des composants haute tension haute fréquence coûteux, qui, dans le cas du moindre dysfonctionnement, échouent facilement "en masse" (avec cela, en règle générale, on peut observer des effets pyrotechniques impressionnants). Ceux qui aiment plonger dans l'intérieur des appareils avec un tournevis et un fer à souder devront être extrêmement prudents lors de la conception d'un réseau IP pulsé, car de nombreux éléments de ces circuits sont sous haute tension.

8. Régulateur à découpage efficace à faible complexité

Sur la base de l'élément, similaire à celle utilisée dans le stabilisateur linéaire décrit ci-dessus (Fig. 3.3-3), vous pouvez construire un régulateur de tension de commutation. Avec les mêmes caractéristiques, il aura des dimensions nettement plus petites et de meilleures conditions thermiques. Un schéma d'un tel stabilisateur est illustré à la fig. 3.4-2. Le stabilisateur est assemblé selon un schéma typique avec une chute de tension (Fig. 3.4-1a).

Lors de la première mise sous tension, lorsque le condensateur C4 est déchargé et qu'une charge suffisamment puissante est connectée à la sortie, le courant traverse le régulateur linéaire IC DA1. La chute de tension aux bornes de R1 provoquée par ce courant déverrouille le transistor clé VT1, qui passe immédiatement en mode de saturation, puisque la résistance inductive L1 est grande et qu'un courant suffisamment important traverse le transistor. La chute de tension aux bornes de R5 ouvre l'élément clé principal - le transistor VT2. Actuel. augmentant dans L1, charge C4, tandis que le stabilisateur et le transistor clé sont verrouillés par la rétroaction sur R8. L'énergie stockée dans la bobine alimente la charge. Lorsque la tension en C4 chute en dessous de la tension de stabilisation, DA1 et le transistor clé s'ouvrent. Le cycle est répété à une fréquence de 20-30 kHz.

Chaîne R3. R4, C2 définiront le niveau de tension de sortie. Il peut être ajusté en douceur dans une petite plage, de Uct DA1 à Uin. Cependant, si Uout est élevé près de Uin, il y a une certaine instabilité à la charge maximale et un niveau d'ondulation accru. Pour supprimer les ondulations haute fréquence, un filtre L2, C5 est inclus en sortie du stabilisateur.

Le schéma est assez simple et le plus efficace pour ce niveau de complexité. Tous les éléments de puissance VT1, VT2, VD1, DA1 sont fournis avec de petits radiateurs. La tension d'entrée ne doit pas dépasser 30 V, ce qui est le maximum pour les stabilisateurs KR142EN8. Les diodes de redressement doivent être utilisées pour un courant d'au moins 3 A.

9. Dispositif d'alimentation sans interruption basé sur un régulateur à découpage

Sur la fig. 3.4-3, un dispositif d'alimentation sans interruption des systèmes de sécurité et de vidéosurveillance basé sur un stabilisateur à découpage associé à un chargeur est proposé à l'étude. Le stabilisateur comprend des systèmes de protection contre les surcharges, les surchauffes, les surtensions de sortie, les courts-circuits.

Le stabilisateur a les paramètres suivants :

• Tension d'entrée, Vvx - 20-30 V :
• Tension de sortie stabilisée, Uvyx-12V :
• Courant de charge nominal, Icharge nominale -5A ;
• Courant de fonctionnement du système de protection contre une surcharge, Izasch - 7A ;.
• Tension de fonctionnement du système de protection contre les surtensions, protection Uout - 13 V ;
• Courant de charge maximal de la batterie, batterie Izar max - 0,7 A ;
• Niveau d'ondulation. Impulsion ascendante - 100 mV
• Température de fonctionnement du système de protection contre la surchauffe, Тzasch - 120 A;
• Vitesse de commutation sur batterie, tswitch - 10ms (relais RES-b RFO.452.112).

Le principe de fonctionnement du stabilisateur de commutation dans le dispositif décrit est le même que celui du stabilisateur présenté ci-dessus.

L'appareil est complété par un chargeur réalisé sur les éléments DA2, R7, R8, R9, R10, VD2, C7. Régulateur de tension IC DA2 avec diviseur de courant sur R7. R8 limite le courant de charge initial maximal, le diviseur R9, R10 définit la tension de sortie de charge, la diode VD2 protège la batterie de l'autodécharge en l'absence de tension d'alimentation.

La protection contre la surchauffe utilise la thermistance R16 comme capteur de température. Lorsque la protection est déclenchée, le dispositif de signalisation sonore monté sur l'IC DD 1 est allumé et, en même temps, la charge est déconnectée du stabilisateur, passant à l'alimentation par batterie. La thermistance est montée sur le radiateur du transistor VT1. Le réglage précis du niveau de fonctionnement de la protection de température est effectué par la résistance R18.

Le capteur de tension est monté sur un diviseur R13, R15. la résistance R15 définit le niveau exact de fonctionnement de la protection contre les surtensions (13 V). Lorsque la tension en sortie du stabilisateur est dépassée (en cas de défaillance du dernier), le relais S1 déconnecte la charge du stabilisateur et la relie à la batterie. En cas de coupure de courant, le relais S1 passe à l'état "défaut", c'est-à-dire relie la charge à la batterie.

Le circuit illustré ici n'a pas de protection électronique contre les courts-circuits pour la batterie. ce rôle est assuré par un fusible dans le circuit de puissance de charge, conçu pour la consommation de courant maximale.

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10. Alimentations basées sur un convertisseur d'impulsions haute fréquence

Très souvent, lors de la conception d'appareils, la taille de la source d'alimentation est soumise à des exigences strictes. Dans ce cas, la seule issue est d'utiliser une alimentation basée sur des convertisseurs d'impulsions haute tension haute fréquence. qui sont connectés au réseau ~ 220 V sans l'utilisation d'un transformateur abaisseur basse fréquence global et peuvent fournir une puissance élevée avec de petites dimensions et une dissipation thermique.

Le schéma fonctionnel d'un convertisseur d'impulsions typique alimenté par un réseau industriel est illustré à la Figure 34-4.

Le filtre d'entrée est conçu pour empêcher la pénétration de bruit impulsionnel dans le réseau. Les interrupteurs de puissance fournissent des impulsions haute tension à l'enroulement primaire d'un transformateur haute fréquence (des circuits à un et deux cycles peuvent être utilisés). La fréquence et la durée des impulsions sont définies par un générateur contrôlé (généralement, le contrôle de la largeur d'impulsion est utilisé, moins souvent - la fréquence). Contrairement aux transformateurs sinusoïdaux basse fréquence, les alimentations pulsées utilisent des dispositifs à large bande pour fournir un transfert de puissance efficace sur les signaux à fronts rapides. Cela impose des exigences importantes sur le type de circuit magnétique utilisé et la conception du transformateur.

D'autre part, avec l'augmentation de la fréquence, les dimensions requises du transformateur (tout en maintenant la puissance transmise) diminuent (les matériaux modernes permettent de construire des transformateurs puissants avec un rendement acceptable à des fréquences allant jusqu'à 100-400 kHz). Une caractéristique du redresseur de sortie est l'utilisation non pas de diodes de puissance ordinaires, mais de diodes Schottky à grande vitesse, ce qui est dû à la fréquence élevée de la tension redressée. Le filtre de sortie lisse l'ondulation de la tension de sortie. La tension de retour est comparée à la tension de référence et contrôle ensuite le générateur. Faites attention à la présence d'une isolation galvanique dans le circuit de rétroaction, ce qui est nécessaire si nous voulons assurer l'isolation de la tension de sortie du réseau.

Dans la fabrication d'une telle IP, il existe de sérieuses exigences pour les composants utilisés (ce qui augmente leur coût par rapport aux composants traditionnels). Premièrement, il s'agit de la tension de fonctionnement des diodes de redressement, des condensateurs de filtrage et des transistors clés, qui ne doit pas être inférieure à 350 V afin d'éviter les pannes. Deuxièmement, des transistors à clé haute fréquence (fréquence de fonctionnement 20-100 kHz) et des condensateurs céramiques spéciaux doivent être utilisés (les électrolytes à oxyde ordinaires surchaufferont à haute fréquence en raison de leur inductance élevée). Et troisièmement, la fréquence de saturation d'un transformateur haute fréquence, déterminée par le type de circuit magnétique utilisé (en règle générale, des noyaux toroïdaux sont utilisés) doit être nettement supérieure à la fréquence de fonctionnement du convertisseur.

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Sur la fig. 3.4-5 montre un schéma de principe d'un IP classique basé sur un convertisseur haute fréquence. Le filtre, composé des condensateurs C1, C2, C3 et des selfs L1, L2, sert à protéger l'alimentation des interférences haute fréquence du convertisseur. Le générateur est construit selon un circuit auto-oscillant et est combiné avec un étage clé. Les transistors clés VT1 et VT2 fonctionnent en antiphase, s'ouvrant et se fermant tour à tour. Le démarrage du générateur et un fonctionnement fiable sont assurés par le transistor VT3, qui fonctionne en mode de claquage par avalanche. Lorsque la tension sur C6 monte à travers R3, le transistor s'ouvre et le condensateur est déchargé à la base de VT2, démarrant le générateur. La tension de rétroaction est supprimée de l'enroulement supplémentaire (III) du transformateur de puissance Tpl.

Transistors VT1. VT2 est installé sur des radiateurs à plaques d'au moins 100 cm ^ 2. Les diodes VD2-VD5 à barrière Schottky sont placées sur un petit radiateur 5 cm ^ 2.

Données self et transformateur : L1-1. L2 est bobiné sur des anneaux en ferrite 2000NM K12x8x3 en deux fils avec un fil PELSHO 0,25 : 20 tours. TP1 - sur deux anneaux assemblés, ferrite 2000NN KZ 1x18.5x7 ; enroulement 1 - 82 spires avec fil PEV-2 0,5 : enroulement II - 25 + 25 spires avec fil PEV-2 1,0 : enroulement III - 2 spires avec fil PEV-2 0.3. TP2 est bobiné sur un anneau de ferrite 2000NN K10x6x5. tous les bobinages sont réalisés avec du fil PEV-2 0.3 : bobinage 1 - 10 tours : bobinages II et III - 6 tours chacun, les deux bobinages (II et III) sont bobinés de manière à occuper 50% de la surface de l'anneau sans se toucher ni se chevauchant, l'enroulement I est enroulé uniformément sur tout l'anneau et isolé par une couche de tissu verni. Les bobines de filtre redresseur L3, L4 sont enroulées sur de la ferrite 2000NM K 12x8x3 avec un fil PEV-2 1,0, le nombre de tours est de 30. KT1A peut être utilisé comme transistors clés VT2, VT809. KT812, KT841.

Les caractéristiques des éléments et les données d'enroulement des transformateurs sont données pour une tension de sortie de 35 V. Dans le cas où d'autres paramètres de fonctionnement sont requis, le nombre de tours dans l'enroulement 2 Tr1 doit être modifié en conséquence.

Le circuit décrit présente des inconvénients importants dus à la volonté de minimiser le nombre de composants utilisés. Il s'agit d'un faible niveau de stabilisation de la tension de sortie, d'un fonctionnement instable et peu fiable, et d'un faible courant de sortie. Cependant, il convient tout à fait à l'alimentation des structures les plus simples. de puissance différente (lors de l'utilisation de composants appropriés), tels que : calculatrices, appelants, luminaires, etc.

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Un autre circuit IP basé sur un convertisseur d'impulsions haute fréquence est illustré à la Fig. 3.4-6. La principale différence entre ce circuit et la structure standard illustrée à la Fig. 3-4 est l'absence d'une boucle de rétroaction. À cet égard, la stabilité de la tension aux enroulements de sortie du transformateur RF Tr4 est assez faible et l'utilisation de stabilisateurs secondaires est nécessaire (le circuit utilise des stabilisateurs intégrés universels sur les circuits intégrés de la série KR2).

11. Régulateur à découpage avec un transistor MIS à clé avec détection de courant

La miniaturisation et l'augmentation de l'efficacité dans le développement et la conception des alimentations à découpage sont facilitées par l'utilisation d'une nouvelle classe d'onduleurs à semi-conducteurs - les transistors MOS, ainsi que: les diodes haute puissance à récupération inverse rapide, les diodes Schottky, les diodes ultra-rapides , transistors à effet de champ à grille isolée, circuits intégrés de commande d'éléments clés. Tous ces éléments sont disponibles sur le marché intérieur et peuvent être utilisés dans la conception d'alimentations à haut rendement, de convertisseurs, de systèmes d'allumage pour moteurs à combustion interne (ICE), de systèmes de démarrage de lampes fluorescentes (LDS). Une classe de dispositifs de puissance appelés HEXSense - transistors MIS avec détection de courant peut également être d'un grand intérêt pour les développeurs. Ce sont des éléments de commutation idéaux pour les alimentations à découpage prêtes à l'emploi. La capacité de lire le courant du transistor de commutation peut être utilisée dans les alimentations pulsées pour le retour de courant requis par le contrôleur PWM. Cela permet de simplifier la conception de l'alimentation - l'exclusion des résistances et des transformateurs de courant.

Sur la fig. 3.4-7 montre un schéma d'une alimentation à découpage de 230 W. Ses principales caractéristiques de performance sont les suivantes :

• Tension d'entrée : -110V 60Hz :
• Tension de sortie : 48 Vcc :
• Courant de charge : 4.8 A :
• Fréquence de découpage : 110 kHz :
• Efficacité à pleine charge: 78%;
• Rendement à 1/3 de charge : 83 %.

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Le circuit est basé sur un modulateur de largeur d'impulsion (PWM) avec un convertisseur haute fréquence en sortie. Le principe de fonctionnement est le suivant.

Le signal de commande du transistor clé provient de la sortie 6 du contrôleur PWM DA1, le rapport cyclique est limité à 50% par la résistance R4, R4 et C3 sont les éléments de temporisation du générateur. L'alimentation DA1 est assurée par la chaîne VD5, C5, C6, R6. La résistance R6 est conçue pour fournir une tension lors du démarrage du générateur, par la suite, le retour de tension est activé via L1, VD5. Cette rétroaction est obtenue à partir d'un enroulement supplémentaire de la self de sortie, qui fonctionne en mode flyback. En plus d'alimenter le générateur, la tension de retour à travers la chaîne VD4, Cl, Rl, R2 est envoyée à l'entrée de retour de tension DA1 (broche 2). A travers R3 et C2, une compensation est fournie qui garantit la stabilité de la boucle de rétroaction.

En tant qu'élément clé de VT2, un transistor MIS avec détection de courant IRC830 d'International Rectifier est utilisé. Le signal de lecture de courant est fourni de VT2 à la broche 3 de DA1. Le niveau de tension à la broche de détection de courant est défini par la résistance R7 et est proportionnel au courant de drain, C9 supprime les pointes sur le front montant de l'impulsion de courant de drain qui peuvent provoquer un fonctionnement prématuré du contrôleur. VT1 et R5 permettent de définir la loi de commande souhaitée. Notez que le courant de lecture est renvoyé au cristal au niveau de la broche source. C'est fait pour ça. pour éviter une erreur de lecture de courant pouvant survenir en raison d'une chute de tension aux bornes de la résistance parasite de la broche source.

Sur la base de ce schéma, il est possible de construire des stabilisateurs de commutation avec d'autres paramètres de sortie.

12. Appareils à décharge de gaz modernes

Environ 25% de l'électricité produite dans le monde est consommée par des systèmes d'éclairage artificiel, ce qui rend cette zone extrêmement attractive pour les efforts d'amélioration de l'efficacité et de réduction de la consommation d'électricité.

Actuellement, les sources lumineuses économiques les plus courantes sont les lampes à décharge de gaz, qui sont de plus en plus utilisées à la place des lampes à incandescence conventionnelles. Le principe de fonctionnement de ces lampes est la lueur luminescente du gaz enfermé à l'intérieur de la lampe lorsque le courant la traverse (claquage haute tension), qui est assurée en appliquant une haute tension aux électrodes de la lampe. Les lampes à décharge peuvent être divisées en deux types, le premier étant les lampes à haute intensité, parmi lesquelles les plus courantes sont les lampes au mercure, les lampes au sodium haute pression et les lampes aux halogénures métalliques, le second les lampes fluorescentes à basse pression.

Les lampes à basse pression sont utilisées pour l'éclairage dans la plupart des cas de la vie quotidienne - dans les bâtiments administratifs, les bureaux, les bâtiments résidentiels : elles se distinguent par une lumière blanche riche. proche de la lumière du jour (d'où le nom - "lampes fluorescentes"). Les lampes à haute pression sont utilisées pour l'éclairage extérieur - dans les lampadaires, les projecteurs, etc.

Si une lampe à incandescence conventionnelle, lorsqu'elle est allumée, est une charge résistive constante, alors toutes les lampes à décharge de gaz ont des caractéristiques d'impédance négative. qui nécessitent une stabilisation du courant. De plus, il est nécessaire de prendre en compte des moments tels que: mode de fonctionnement résonnant, protection en cas de panne de la lampe; allumage haute tension, contrôle spécial du bus d'alimentation. Le mode principal, nécessaire pour qu'une lampe fluorescente soit observée pendant toute la durée de fonctionnement, est le mode courant (idéalement, une stabilisation de la puissance est nécessaire pendant toute la durée de fonctionnement de la lampe). En règle générale, les lampes sont alimentées en tension alternative pour égaliser l'usure des électrodes (dans le cas d'une alimentation en tension continue, la durée de vie est réduite de 50%).

13. Ballasts magnétiques et électroniques

Pour contrôler les lampes à décharge, les soi-disant. ballast magnétique (voir le schéma de la Fig. 3.5-1), cependant, en raison de son inefficacité et de son manque de fiabilité, les circuits de commande électroniques se sont récemment répandus - le ballast électronique, qui peut augmenter considérablement l'efficacité et la durée de vie des systèmes d'éclairage, rend le lumière plus uniforme et naturelle pour les yeux.

Le circuit de base d'un ballast électronique à résonance série est illustré à la fig. 3.5-2. À l'aide de ballasts électroniques, vous pouvez contrôler des lampes de n'importe quelle puissance, tout dispositif supplémentaire peut être intégré au circuit (par exemple, un photorelais qui allume l'éclairage au crépuscule et s'éteint à l'aube).

14. Circuit de commande pour une lampe fluorescente d'une puissance allant jusqu'à 40W

Pour contrôler une lampe fluorescente (LDS) d'une puissance allant jusqu'à 40 W, le circuit illustré à la fig. 3.5-3.

La tension d'alimentation ~220 V est appliquée aux entrées L1 et L2. La tension continue redressée par les diodes VD1 -VD4 est d'environ 320 V. Les condensateurs C1 et C2 fonctionnent comme un filtre capacitif d'entrée. Il est également possible d'utiliser un réseau ~ 110V, dans ce cas, l'alimentation est fournie aux entrées L1 (L2) et N. et aux diodes VD1. VD3 (VD2, VD4) avec les condensateurs C1 et C2 fonctionnent comme un doubleur de tension demi-onde.

DA1 (IR2151) est un circuit de commande de transistor MIS avec un oscillateur interne qui part directement du rail d'alimentation via R1. Le régulateur interne fixe la tension d'alimentation à 15 V. Les grilles sont bloquées lorsque la tension d'alimentation descend en dessous de 9 V.

Avec une tension d'alimentation nominale de 230 V CC, l'onde carrée de sortie a une tension effective de 160 V et la fréquence est réglée en ajustant R2 et C4 pour se rapprocher de la fréquence de résonance de la lampe. La lampe fonctionne dans son circuit résonnant série, composé d'une inductance L1 connectée en série et d'un condensateur shunt C6, qui est en parallèle avec la thermistance PTC.

La thermistance (un néon peut aussi être utilisé à cet effet) a une faible résistance à froid et une très forte résistance à chaud, lorsqu'elle est chauffée par le courant qui la traverse. Le but de la thermistance est de fournir une augmentation régulière de la tension aux électrodes de la lampe lorsqu'elle est allumée. Dans les cas où la lampe est constamment allumée ou s'allume / s'éteint très rarement, la thermistance peut être retirée. Dans ce cas, la lampe s'allume instantanément, ce qui peut entraîner son usure rapide.

15. Circuit de commande subminiature pour lampe fluorescente jusqu'à 26W

Le diagramme schématique suivant, illustré à la fig. 3.5-4, vous permet de contrôler une lampe fluorescente (LDS), tout en ayant des dimensions subminiatures, car il n'utilise pas d'onduleurs (IC IR51H420 combine les clés IC IR2151 et MIS dans un seul boîtier). La puissance maximale de la lampe dans ce cas ne doit pas dépasser 26 W, ce qui est tout à fait suffisant pour éclairer un lieu de travail.

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16. Convertisseurs élévateurs et multiplicateurs de tension

Habituellement, si la conception est alimentée par le secteur, des transformateurs sont utilisés pour recevoir toutes les tensions d'alimentation. Les convertisseurs élévateurs et les multiplicateurs de tension sont utilisés lorsqu'il est nécessaire d'obtenir des tensions supérieures aux tensions d'alimentation dans les appareils portables alimentés par des piles ou des accumulateurs. Les convertisseurs de faible puissance (jusqu'à 100-200 mW) peuvent être assemblés sur des éléments discrets sans utiliser de transformateurs ; dans les convertisseurs de forte puissance, un transformateur est nécessaire. Pour obtenir une tension double ou triple, vous pouvez utiliser le soi-disant. multiplicateurs de tension (voir chapitre 2).

17. Doubleur de tension sans transformateur pour petits appareils

Sur la fig. 3.6-1 montre un schéma d'un convertisseur de tension 9 V -> 18V pour des appareils ne consommant pas plus de 100 mA à une tension d'alimentation de 18V. Le convertisseur est inclus dans le circuit de sirène pratique pour les systèmes de sécurité et d'alarme.

Le générateur de commande est réalisé selon un schéma typique. A la sortie D 1.2 impulsions rectangulaires sont formées avec une fréquence de 1 Hz. Les impulsions sont envoyées au générateur contrôlé Dl.3, D1.4 et à une chaîne de R3, R2, C2, qui affecte la profondeur de modulation. R4, R5, C3, C4 sont sélectionnés en fonction de la fréquence de résonance de l'émetteur piézo-céramique B 1 entre 1,5 et 3 kHz. Pour augmenter l'amplitude sur le piézocristal, un multiplicateur est introduit dans le circuit. Le signal de la sortie DD1.4 va à la paire complémentaire VT5, VT6 puis au multiplicateur VD3, VD4, C5, Sat. La tension sur C6 à un courant de charge de 50 mA et une alimentation principale de 9 V est d'environ 16 V. La puissance du multiplicateur peut être légèrement augmentée en utilisant des capacités plus grandes. Le circuit peut être alimenté en 6-15V (15V maximum pour les circuits intégrés de la série 561), en cas d'alimentation en 15V, la tension à la sortie du multiplicateur sera inférieure à 25V à une charge de 80mA.

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Dans cette conception, l'amplitude sur le cristal de l'élément piézoélectrique sera quadruple, étant donné qu'il est passant en opposition de phase par rapport aux bras des transistors VT1, VT3. En tant qu'émetteur, une plaque en céramique spécialement développée avec un revêtement double face, appelée trimorphe avec un diamètre de cristal de 32 mm, est utilisée.

18. Convertisseur puissant pour alimenter les appareils électroménagers

Sur la fig. La figure 3.6-2 montre le schéma de principe d'un convertisseur puissant pour alimenter des appareils électroménagers (TV, perceuse, pompe électrique, etc.) à partir d'une batterie de voiture. Le convertisseur fournit une tension de sortie de 220 V, 50 Hz à une charge allant jusqu'à 100 W. A charge maximale, le courant consommé par la batterie ne dépasse pas 10 A.

Le nombre de pièces dans l'appareil est réduit au minimum. Un oscillateur maître avec une fréquence de 1.1 Hz est assemblé sur la puce DD100. Le réglage fin de la fréquence (ce qui est important pour le fonctionnement normal de l'équipement) est effectué par les résistances R1 et R2. La division de fréquence par 2 et la commande des transistors sont assurées par la seconde moitié du microcircuit - D1.2. Les transistors VT1, VT2 sont inclus pour assurer le fonctionnement normal des sorties DD1.2 au courant de charge maximum. Les transistors de sortie VT3, VT4 sont installés sur des radiateurs d'une surface d'au moins 350 cm ^ 2.

Le condensateur C3 est conçu pour lisser les fronts rectangulaires qui, avec l'enroulement de sortie et la charge, forment un système résonnant. Sa capacité est fortement dépendante de la nature de la charge. Le transformateur TP1 est réalisé sur le circuit magnétique de la marque ShLM ou PLM d'une puissance globale de 100 W. Les enroulements I et II contiennent 17 tours de fil PEV-2 de 2,0 mm chacun, l'enroulement III contient 750 tours de fil PEV-2 de 0,7 mm.

Ce circuit est très facile à retravailler pour un convertisseur de tension haute fréquence (fréquence de conversion ~ 25 kHz). Pour ce faire, il suffit d'augmenter la fréquence de l'oscillateur maître de D1.1 à -50 kHz, en modifiant les capacités C1 et C2 de 180 pF, et de remplacer TR1 par un transformateur haute fréquence. La puissance du convertisseur dépend de la charge des transistors de sortie, le courant maximum qu'ils peuvent donner ne doit pas dépasser 8A dans le bras. Pour augmenter le courant, le nombre de tours du transformateur dans les 1er et 8ème enroulements est réduit à 10-25. Un pont de diodes et un filtre RF sont installés à la sortie du convertisseur, les composants qui y sont utilisés doivent assurer un fonctionnement normal à une fréquence de XNUMX kHz.

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19. Protection contre les surtensions

Dans un réseau industriel et domestique, il est assez souvent possible de réparer des surtensions imprévues, alors que la tension dans le réseau peut dépasser la tension nominale de 20 à 40 %. Ces lancers peuvent être conditionnellement divisés en deux classes:

1. À court terme - une augmentation de l'amplitude sur plusieurs périodes.

2. À long terme - une augmentation de la tension pendant plusieurs secondes ou minutes.

Le premier peut être attribué plutôt au bruit impulsionnel, qui est associé à la commutation de certaines charges puissantes sur la ligne (machines à souder, moteurs, éléments chauffants). Ils ont sans aucun doute un impact sur les appareils électroménagers et, en particulier, sur les éléments sensibles des alimentations des téléviseurs et des centres audio. qui sont souvent en veille XNUMX heures sur XNUMX.

20. Dispositif de protection contre les surtensions réseau

Le dispositif qui protège contre le bruit impulsif est illustré à la fig. 3.7-1. Le schéma se compose des nœuds suivants :

• alimentation - VD1-VD4, R6, R7, VD5, VD7, Cl, C2 ;
• capteur comparateur - Rl, R2, R3, R4, R5, HL1, VD8, DA1, R8, R9;
• réinitialiser le pilote avec délai d'extinction - VD9, R10, DD1.1, DD1.2, VD10, R11, C3 ;
• générateur d'impulsions haute fréquence 25 kHz pour contrôler le triac-DD 1.3, DD1.4, R 12, R 13, C4, C5, R14, TP1, VS1.
• sonnerie (facultatif) - R14, R15, C6, C7, HA1, DD2.

L'alimentation produit deux tensions : +24 V pour alimenter le transformateur d'impulsions, +5 V pour alimenter le circuit intégré de l'appareil.

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L'unité de contrôle de tension est montée sur Rl, R2, R3. Depuis le diviseur, la tension est envoyée à l'entrée du comparateur. Le niveau de réponse en surtension est défini par la résistance R2 (la position du curseur est choisie de manière à ce que le comparateur soit sur le point de se déclencher à 245 V à l'entrée). Lorsque l'entrée du comparateur dépasse la valeur d'amplitude spécifiée, il commute et des impulsions rectangulaires d'une fréquence de 25 Hz apparaissent à la sortie.

A l'état initial, la sortie D1.2 est maintenue à un niveau logique haut, permettant le fonctionnement du générateur de commande du triac (pour le maintenir ouvert). Le transistor VT1 commande le transformateur d'impulsions. formant de puissantes impulsions de tension ouvertes. La fréquence du générateur est choisie égale à 25 kHz pour le déverrouillage le plus rapide de l'interrupteur de puissance aux instants de passage par "zéro" (si la fréquence de commande est insuffisante, il peut arriver que lorsque des surtensions apparaissent lors de la mise sous tension et que la forme du signal sinusoïdal est déformé, le système n'aura pas le temps de réagir et le signal déformé ira à la charge).

Le circuit différenciateur sur les éléments D1.1 et D1.2 désactive le fonctionnement du générateur lorsqu'un niveau bas est reçu de la sortie du comparateur (lorsque la tension de seuil dans le réseau augmente) et, avec un retard de 9 s, permet au générateur de démarrer lorsque la tension chute à une valeur seuil de 240 V.

Le transformateur d'impulsions TP1 est enroulé sur un noyau mat de taille K20x10x7,5 en ferrite grade 2000NN et contient : enroulement I - 100 tours, enroulement II - 40 tours de fil PELSHO-0,22. Les enroulements sont isolés de l'anneau avec une couche de tissu verni et placés sur les côtés opposés de l'anneau.

Avec une puissance de charge supérieure à 300 W, le triac doit être installé sur un radiateur.

Publication : cxem.net

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