Conception de circuits d'alimentations à découpage. Encyclopédie de la radioélectronique et de l'électrotechnique

Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique / Alimentations

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Les alimentations à découpage (UPS) sont de plus en plus utilisées dans les équipements domestiques et industriels. Les circuits UPS modernes sont tellement développés qu'en termes de nombre d'éléments, ils sont égaux aux alimentations linéaires et dépassent à bien des égards les performances des alimentations linéaires.

Faire fonctionner un onduleur dans des réseaux où une tension alternative de 220 V présente (en mode surcharge ou déséquilibre de phase) une répartition des paramètres de 160 à 280 V donne un énorme avantage par rapport aux alimentations linéaires. De plus, un rendement élevé permet de réduire considérablement la consommation d'énergie du réseau (ce qui est important pour les familles à faible revenu).

Les alimentations à découpage sont divisées en convertisseurs de tension à cycle unique (OSC) et push-pull. À leur tour, les convertisseurs asymétriques sont divisés en PN avec connexion inverse de la diode (RPNO) (flyback) Fig. 1, a et avec connexion directe de la diode RFNP (forward) Fig. 1, b.

Les push-pull sont divisés en PN avec un circuit de commutation en demi-pont (Fig. 2, a) et avec un circuit de commutation en pont (Fig. 2, b).

Selon l'analyse effectuée dans [1], le champ d'application du PN dépend de la puissance de la charge (Fig. 3), tandis que les circuits de commutation PN sont différents. Dans les équipements électroménagers importés, on trouve le plus souvent un circuit flyback PN, car il comporte un très petit nombre d'éléments. Mais pour le fonctionnement normal de ce circuit, des éléments de haute qualité sont nécessaires, qui ne sont pas disponibles dans une large gamme de composants électroniques sur le marché ukrainien. Le fonctionnement de composants radio de mauvaise qualité affecte grandement de nombreux indicateurs de l'onduleur.

Considérons le fonctionnement d'un convertisseur de tension asymétrique avec connexion inverse de la diode. Ils sont souvent appelés flyback en raison du transfert d'énergie vers la charge au moment où l'interrupteur du transistor est désactivé. La figure 4 montre un schéma simplifié d'une pompe flyback moderne.

Période t0 - t1. Dès que la tension d'alimentation + Ep est appliquée, le courant circule à travers Rogr, RD1, RD2, tandis que C3 est chargé de courant à travers Rogr, Rd1, C3, la jonction BE du transistor VTk (Fig. 5, a). Le transistor VTk s'ouvre progressivement t0 t1 (Fig. 5, b), un courant de collecteur IKVT apparaît (Fig. 5, c), circulant le long du chemin : + Ep, Rogr, w1, transition EB du transistor VTk - masse. Une FEM de même polarité est induite sur l'enroulement w2 que la tension appliquée à w1, selon la loi de l'auto-induction (le début du point sur les enroulements). La force électromotrice auto-inductive plus est appliquée via VD1, Rb à la transition B-E VTk, le transistor est encore plus déverrouillé.

Notez qu'aucun courant ne circule dans le circuit de charge. Le courant du circuit collecteur VTk augmente jusqu'à ce que le transistor sature, tandis que le courant d'inductance dans w1 augmente de zéro à ILmax, et tandis que le courant du collecteur change et augmente, il se produit une magnétisation du noyau d'inductance L. La figure 6 montre la boucle d'hystérésis. Puisque l’intensité du champ magnétique est directement proportionnelle au courant circulant dans l’enroulement w1, Iw1= Hl/w, où H est l’intensité du champ magnétique ; l est la longueur du trajet de la ligne magnétique ; w est le nombre de tours, alors l'intensité du champ magnétique dans le noyau de l'inducteur augmentera également progressivement de zéro à HIm (Fig. 6, courbe 1).

Période t1 - t2. Au moment de saturation du transistor VTk (à noter que ce moment ne coïncide pas avec le moment de saturation du noyau en raison des caractéristiques de conception du circuit), le courant de collecteur du transistor VTk atteint sa valeur maximale (tous les principaux les porteurs de la jonction n-p-n sont impliqués) et ne change pas. Dans w1, le courant d'inductance ne change pas non plus, ce qui signifie que la FEM d'auto-induction n'est plus induite dans w2. Dans ce cas, VTk est verrouillé. Le noyau de l'inducteur L commence à se démagnétiser, l'énergie du noyau est transférée à la charge, car la force électromotrice d'auto-induction change de polarité à l'opposé dans w3. Dans ce cas, un courant apparaît dans w3 via VD2 et Rн, Sph. Depuis que l'EMF a changé de signe, aucun courant ne circule dans w2 et VTk se ferme finalement. C3 est déjà chargé et VTk ne peut pas s'ouvrir. Le courant de démagnétisation Im diminue progressivement t1 t2 (Fig. 5d). L'intensité du champ magnétique diminue également progressivement du point A au point Br (Fig. 6, courbe 2).

Le condensateur SF2 se charge rapidement et le courant de charge traverse Rн. Dès que l'intensité du champ tombe à zéro, le courant dans w3 s'arrête, le noyau a une valeur résiduelle d'induction de champ magnétique Br, donc le noyau n'est pas complètement démagnétisé (pour une démagnétisation complète il faut appliquer une force coercitive, -Hc . Dans les circuits en pont push-pull ou en demi-pont, le noyau est démagnétisé et remagnétisé du bras opposé du circuit. Cette caractéristique est très importante lors du calcul de la self, puisque Bm (la valeur d'amplitude de l'induction dans les formules) sera de 60 -80% de moins (selon la qualité du noyau) que la valeur du tableau.

Période t2 - t3. Dès que le noyau de l'inducteur est démagnétisé à une valeur résiduelle Br, alors que l'intensité du champ magnétique ne change pas et est égale à zéro, le courant dans w3 cesse de circuler et la FEM dans w2 change de signe opposé, VTk commence à s'ouvrir avec le courant de base, en conséquence, le courant du collecteur VTk augmente, augmentant la FEM à w2 en raison d'une augmentation du courant à travers w1.

Le transistor VTk s'ouvre jusqu'à saturation (Fig. 5, c), le noyau est magnétisé (Fig. 6, courbe 3), au point A pour HIm la valeur d'induction BS correspondra. Lors du calcul, au lieu de Bm, utilisez la différence ∆B = Bs - Br, c'est-à-dire Le convertisseur fonctionne sur une boucle d'hystérésis privée. Par conséquent, dans les convertisseurs de tension asymétriques, des ferrites avec un minimum Br et un maximum Bs (boucle d'hystérésis étroite) sont utilisées. Une boucle similaire existe dans les ferrites haute fréquence, c'est pourquoi de nombreuses entreprises étrangères créent des convertisseurs avec une fréquence de conversion de 0,1 à 1 MHz. Le fonctionnement du convertisseur à une telle fréquence nécessite l'utilisation d'éléments RF (puissance) de haute qualité.

Il est important de noter que la durée de l'état ouvert VTk est déterminée par l'amplitude du courant du collecteur Ikmax, l'inductance L et la tension d'alimentation Ep et ne dépend pas de la charge de sortie. La durée de l'état fermé dépend directement de la charge. On distingue donc trois modes de fonctionnement du PN.

1er mode courant intermittent

La résistance de charge est faible (presque court-circuit et le condensateur SF2 n'a pas le temps de se charger, tandis que des pulsations de tension et de courant seront observées à Rн.

2ème mode courant continu

Suffisamment d'énergie s'accumulera sur le Sph pour que le courant dans la charge circule sans ondulation et que la tension soit constante.

3ème mode pour OP uniquement

MAIS - mode veille. La charge est insignifiante ou complètement éteinte, la durée de l'état fermé du transistor augmente (en raison de la lente décroissance du courant de démagnétisation), mais comme l'énergie stockée dans le champ magnétique du transformateur ne change pas, la tension sur l'enroulement secondaire, et donc sur la charge, augmente jusqu'à l'infini. Ce mode est le plus dangereux, car le SF2 peut exploser à cause d'une surtension. Par conséquent, les convertisseurs de tension flyback ne doivent en aucun cas être utilisés en mode x.x. (les exceptions incluent les systèmes laser, les flashs photo et les dispositifs de stockage médicaux à haute tension).

Noyaux des selfs flyback PN. Les noyaux sont principalement constitués de ferrites. Les ferrites sont un mélange fritté d'oxyde ferrique avec des oxydes d'un ou plusieurs métaux divalents [2]. Les ferrites sont très dures, cassantes et ont des propriétés mécaniques similaires à celles des céramiques (principalement de couleur gris foncé ou noire).

La densité des ferrites est nettement inférieure à la densité des matériaux magnétiques métalliques et est de 4,5 à 4,9 g/cm3. Les ferrites sont bien broyées et polies avec des matériaux abrasifs. Ils peuvent être collés avec de la colle BF-4 selon une technologie bien connue (gratter avec du papier de verre, dégraisser avec de l'essence, appliquer de la colle et laisser sécher un peu, appuyer fermement avec une presse pendant plusieurs heures, mais pour ne pas fendre la ferrite) . Les ferrites sont des semi-conducteurs et ont une conductivité électronique. Leur résistivité (selon les marques) varie de 10 à 10¹⁰ ohms x cm

Tableau 1

Les principales caractéristiques des matériaux ferromagnétiques sont données dans le tableau 1 :

• Bm est l'induction de saturation dont la valeur correspond à l'état de saturation, c'est-à-dire
• un tel état d'un matériau ferromagnétique dans lequel l'induction magnétique ne change pas lorsque l'intensité du champ magnétique change ;
• Br - induction résiduelle, la valeur obtenue lorsque l'intensité du champ est réduite à zéro ;
• Hc est la force coercitive, la valeur de l'intensité du champ magnétique à laquelle l'induction prend une valeur nulle ;
• µ - perméabilité magnétique - un coefficient indiquant combien de fois l'induction magnétique dans un matériau ferromagnétique est supérieure à celle dans l'air. La perméabilité magnétique d'un matériau ferromagnétique dépend de l'intensité du champ, de la température et d'autres facteurs ;
• µн est la perméabilité magnétique initiale, elle est déterminée à partir de la section initiale de la courbe d'aimantation principale par la pente tangente et correspond au travail du matériau dans des champs faibles ;
• tgδ - tangente de perte, caractérise les pertes dans les matériaux ferromagnétiques et plus le volume du matériau, la surface de la boucle d'hystérésis et la fréquence d'inversion de magnétisation sont grands, ainsi que plus la résistivité volumétrique (électrique) du matériel;
• TKµ est le coefficient de température de perméabilité magnétique lorsque la température change de 1°C.

Les ferrites magnétiques douces modernes peuvent être divisées en plusieurs groupes, différant par leurs paramètres électromagnétiques et leur objectif. Dans la désignation de la nuance de ferrite, les chiffres correspondent à la valeur nominale de la perméabilité magnétique initiale, la première lettre H signifie que la ferrite est basse fréquence, la deuxième lettre M est la ferrite manganèse-zinc, H est nickel-zinc ; les lettres HF indiquent que la ferrite est conçue pour fonctionner à hautes fréquences.

Les ferrites de grades 6000 4000 NM, 3000 2000 NM, 1500 1000 NM, 0,1 0,02 NM, XNUMX XNUMX NM, XNUMX XNUMX NM sont utilisés à des fréquences allant jusqu'à plusieurs centaines de kHz dans des champs faibles et forts. Dans les champs faibles, les ferrites de ce groupe sont utilisées dans les cas où il n'y a pas d'exigences accrues en matière de stabilité de température. Les ferrites des trois premières qualités sont recommandées pour une utilisation dans les noyaux magnétiques au lieu des feuilles de permalloy d'une épaisseur de XNUMX à XNUMX mm ou moins.

Les ferrites des grades 2000НМ1, 1500НМI, 1500НМ2, 1500НМ3, 1000НМ3 et 700НМ sont destinés à être utilisés dans des champs faibles et moyens à des fréquences allant jusqu'à 3 MHz. Ils présentent de faibles pertes et un faible TKµ sur une large plage de températures. Avec des exigences accrues en matière de stabilité thermique µ dans une large plage de températures, il est préférable d'utiliser des ferrites des trois dernières qualités.

Les ferrites des grades 2000NN, 1000NN, 600NN, 400NN, 200NN et 100NN sont utilisés dans les champs faibles dans la gamme de fréquences allant jusqu'à plusieurs MHz. Les trois premières qualités de ferrites sont nettement inférieures aux ferrites manganèse-zinc avec les mêmes valeurs µ, mais elles sont moins chères et sont donc largement utilisées dans divers équipements ayant de faibles exigences de stabilité et de pertes. D'autres ferrites sont largement utilisés dans les bobines de circuits et les antennes magnétiques.

Les ferrites des grades 150VCh, 100VCh, 50VCh2, 30VCh2 et 20VCh sont destinés à être utilisés dans des champs faibles à des fréquences allant jusqu'à 100 MHz. Ils se caractérisent par de faibles pertes et un faible TKµ dans une large plage de températures, c'est pourquoi ils sont le plus largement utilisés pour les inductances haute fréquence, ainsi que pour les antennes de récepteurs radio portables.

Les ferrites des qualités 300НН, 200НН2, 150НHI, 90НН, 60НН, 55НН, 33НН et 10ВЧ1 se caractérisent par de faibles pertes dans les champs élevés. Leur destination principale est les noyaux des bobines de circuits accordables par magnétisation et les circuits de modulateurs magnétiques. Dans les champs faibles tgδ et TKµ, il y a significativement plus de ces ferrites que de ferrites du groupe HF. Les données de base sur les ferrites magnétiques douces sont données dans le tableau 2. Unités de conversion pour le système SI : 1 Gs - 10^-4 Tél.

Tableau 2

Les noyaux Flyback PN sont fabriqués sous la forme de noyaux magnétiques en forme de U ou de W (Fig. 7).

Étant donné que le transformateur agit comme une self, un côté du noyau est limé avec un matériau abrasif (de préférence une lime diamantée). L'espace non magnétique est réalisé entre 0,1 et 0,3 mm ; du carton est inséré dans l'espace lors de l'assemblage. Les dimensions globales les plus courantes des noyaux magnétiques en forme de W sont indiquées dans le tableau 3 et la figure 8.

Tableau 3

(cliquez pour agrandir)

Calcul des selfs flyback PN

Le noyau de l'inducteur doit stocker l'énergie de pointe requise dans un petit espace sans entrer en saturation et présenter des pertes acceptables dans le circuit magnétique. De plus, il doit s'adapter au nombre de tours requis pour garantir des pertes de bobinage acceptables. Utilisons la formule bien connue [3] :

Pgab = IkUk = 4fwkBmSc10^-4Ik ; (une)

Royaume-Uni = 4fwkBmSc10^-4, (1a)

où Rgab est la puissance globale du transformateur, W ; Ik - courant moyen du collecteur, A ; Uk est la tension appliquée à l'enroulement primaire de l'inducteur, V ; f - fréquence de conversion, Hz ; Bm - induction de champ magnétique, T (pour les PN à cycle unique, Bm = Bs - Br est d'environ 0,7 par rapport à la valeur du tableau) ; Sc est l'aire de la section transversale du noyau magnétique, cm2 ; wk est le nombre de tours de l'enroulement primaire.

De (1) il résulte que le nombre de tours de l'enroulement primaire peut être trouvé comme suit :

w1 = 0,25Uk10⁴/(fBmSc). (2)

Inductance de starter :

L = µ0 µr (w1)2 Sc/l, (3)

où L - inductance, H; µ0 = 4π10^-7 - perméabilité magnétique absolue ; µr - perméabilité magnétique relative ; Sc est la section transversale du circuit magnétique, m2 ; l est la longueur du trajet de la ligne magnétique, m.

Pour estimer approximativement la section transversale requise du noyau, vous pouvez utiliser l'expression :

Sc = (10...20) (Pí/f)^1/2(4)

où Pn - puissance de charge, W ; Sc est l'aire de la section transversale du noyau, cm2 ; f - fréquence de conversion, Hz.

À l'aide des formules (2) et (4), ainsi qu'en analysant les données du tableau 2, nous trouvons les dimensions hors tout du noyau et le nombre de tours de l'enroulement primaire. Pour les enroulements secondaires et autres, wн = w1 Uk/Un, où Un est la tension aux bornes de la charge.

Pour l'enroulement de champ w2 (voir Fig. 4), une tension d'environ 5 V est recommandée.

d = 1,13 (I/j)^1/2(5)

où d est le diamètre du fil, mm ; I - courant moyen dans l'enroulement, A ; j est la densité de courant dans l'enroulement (recommandé 2,5...5 A/mm2), et pour l'enroulement interne, la densité de courant doit être la plus faible.

Pour vérifier les calculs, calculons la surface occupée par chaque enroulement et résumons-la ; l’inégalité suivante doit être satisfaite :

Sok = w1d1 + w2d2 + w3d3 + ... + wndn + hz, (6)

où Sok est la valeur tabulaire de la surface de la fenêtre, cm2 ; wn nombre de tours dans l'enroulement n ; dn - diamètre du fil dans l'enroulement n ; Hz est l'épaisseur totale du cadre et de l'isolation entre les enroulements.

Les cadres sur lesquels sont enroulés les enroulements du transformateur sont pressés en plastique, collés à partir de carton électrique ou assemblés à partir de pièces individuelles en textolite laminé, carton pressé ou carton électrique ; pour les petites dimensions, n'importe quel carton est utilisé. La fabrication standard d'un cadre en carton est décrite en détail dans [4]. Pour les transformateurs de faible puissance, l'auteur propose une deuxième méthode de fabrication d'un transformateur, Fig. Il se compose de trois blancs. Le manchon est en carton (Fig. 9, b), les lignes 9 de la pièce sont légèrement découpées, après quoi elle est enroulée en parallélépipède et les bords 1 sont collés le long du contour 2 avec du papier de soie.

Le flan (Fig. 9a) est réalisé à raison de 2 pièces. Dans le même temps, le noyau 1 est découpé et des trous D0,3 mm sont percés avec une aiguille de seringue soigneusement aiguisée le long des bords, après quoi ils sont numérotés (sur la moitié supérieure du cadre comme H1, H2, H3, .. ., et sur la moitié inférieure comme K1, K2, K3 , ...). Les moitiés supérieure et inférieure du cadre sont collées sur la pochette avec du papier de soie et la structure est laissée sous un objet lourd pendant plusieurs heures. L'enroulement des enroulements sur le châssis s'effectue de la même manière que [4] dans l'ordre suivant : Wcontrol, W1, Wload (pour les options expérimentales, Wcontrol peut être le dernier).

assemblage

Les tiges de ferrite sont insérées dans un cadre avec des enroulements enroulés. Un carré de carton de 0,2 mm d'épaisseur est d'abord collé sur l'un des noyaux pour combler le vide. Après avoir assemblé le côté du noyau, un bandage est réalisé à partir d'une feuille de cuivre autour du noyau, étiré et soudé.

Caractéristiques du transistor clé

Puisque la charge du collecteur du transistor VTk est une self avec inductance L, alors au moment du verrouillage VTk une surtension se produit sur son collecteur (Fig. 10, a, courbe 1). La baisse du courant collecteur ne se produit pas immédiatement, mais lors de la résorption des porteurs minoritaires de la jonction collecteur-émetteur (Fig. 10b). La tension au collecteur varie de manière sinusoïdale en raison de la présence de l'inductance L et de la capacité de la jonction collecteur-émetteur. En conséquence, VTk éteint une grande quantité d’énergie lors de la transition K-E, qui se transforme en chaleur. Par conséquent, VTk peut surchauffer et tomber en panne.

Pour éviter cet effet, une temporisation t3 est créée pour le front de l'augmentation de la tension du collecteur (courbe 2) par rapport au début de la baisse tc du courant du collecteur (Fig. 10, a) à l'aide d'un circuit RCD (Fig. .11). Lorsque VTk est désactivé, le courant circulant à travers l'inductance de fuite de l'inducteur charge le condensateur d'amortissement Sdf via VDdf. Après avoir déverrouillé VTk, Sdf est déchargé via Rр et K-E VTk. Ce circuit peut atteindre des valeurs arbitrairement petites de puissance instantanée dissipée par la jonction collectrice [1]. Cependant, la volonté de réduire cette puissance conduit à une augmentation de l'énergie accumulée dans le SDF ; elle est parasite, soustraite à la puissance utile.

Lors de l'utilisation de puissances élevées dans la charge, pour le fonctionnement normal du convertisseur, il est nécessaire de mettre en œuvre des modes de commutation spéciaux pour le transistor. Considérons deux processus transitoires.

Le processus de transition consistant à allumer un transistor n-p-n avec OE, lorsqu'un saut dans le courant de base positif est spécifié à son entrée (Fig. 12) [5].

Au stade initial de la mise sous tension, le courant du collecteur est faible, tandis que les valeurs de b sont faibles et la résistance d'entrée différentielle du transistor est élevée. Par conséquent, nous pouvons supposer que le courant de base va charger la capacité d'entrée de l'émetteur, et en même temps, la tension au niveau de l'émetteur passe de zéro à une certaine valeur Ueo, correspondant à l'état passant du transistor. Pour les transistors au silicium Ueo = 0,7 V. La première étape de mise sous tension a un temps de temporisation t3 (Fig. 13b). À l'étape suivante - l'augmentation du courant du collecteur - le courant de base va accumuler des charges porteuses dans la base.

S'il y a une résistance Rk dans le circuit collecteur pendant le processus transitoire, la tension à la jonction du collecteur change, la capacité barrière Ck est rechargée, ce qui augmente la durée du processus transitoire (Fig. 13, c) tнр. Lorsque le transistor fonctionne en mode commutation, un courant de base de déverrouillage est fourni à son entrée, qui est supérieur au courant de saturation du transistor Ibn = Ikn/β. Ce courant correspond à la charge limite des électrons dans la base Qgrn = Ibn τ.

Le processus de désactivation du transistor par une impulsion de courant de base négatif Ib = - Ib2. Au temps t2 (Fig. 13, a), le courant de base diminue brusquement de la valeur ∆Ib = Ib1+ Ib2.

La charge excédentaire des trous dans la base diminue pour deux raisons : en raison de la recombinaison des trous avec des électrons et de l'élimination des trous de la base via l'électrode de base dans le circuit externe. De la même manière, la charge excédentaire des porteurs minoritaires - les électrons, qui, en raison de la neutralité électrique, est numériquement égale à la charge des trous, diminue. Le changement du courant du collecteur commence après un certain temps trac (le temps de résorption de l'excès de charge dans la base). Le temps de résorption augmente avec l'augmentation du courant de base de déverrouillage Ib1 et diminue avec l'augmentation du courant de base de verrouillage Ib2.

Après l'étape de résorption, suit l'étape de formation du front négatif du courant du collecteur, dont la durée est appelée temps de décroissance tсп du courant du collecteur et diminue également avec une augmentation de Ib2. Cependant, il convient de garder à l'esprit que même avec l'allumage forcé, le tnr et l'arrêt du tsp ont une limite physique, c'est-à-dire ces temps ne peuvent être inférieurs au temps de vol des électrons à travers la base.

Littérature

1. Sergueïev B.S. Conception de circuits d'unités fonctionnelles d'alimentations secondaires. - M. : Radio et Communications, 1992.
2. Terechtchouk R.M. etc. Équipement radio de petite taille. Réf. radio-amateur. - K. : Nauk. pensée, 1972.
3. Zhuravlev A.A., Mazel K.B. Convertisseurs de tension continue sur transistors.- M. : Energia, 1972.
4. Pronsky I.N. Appareil semi-automatique de soudage simple // Radioamator-1999.-№7.
5. Tugov N.M., Glebov B.A. Dispositifs semi-conducteurs. - M. : Energoatomizdat, 1990.

Auteur : A.V.Kravchenko

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