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ENCYCLOPÉDIE DE LA RADIOÉLECTRONIQUE ET DU GÉNIE ÉLECTRIQUE Touchez l'interrupteur d'inversion. Encyclopédie de la radioélectronique et de l'électrotechnique
Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique / Concepteur radioamateur Souvent, lors de la fabrication d'un circuit particulier, réalisé au moins sur un prototype, lors de l'évaluation de la correspondance de son fonctionnement réel et de sa description, au moins trois options logiques se présentent : 1. Le projet n’a pas fonctionné et a été rejeté pour une raison ou une autre comme étant irréalisable. 2. Le programme a fonctionné immédiatement et l'étude n'a pas été réalisée. Z. Le circuit n'a pas fonctionné, mais après une étude minutieuse de la conception du circuit sur ce sujet, une étude constructive, une mesure minutieuse des modes, une sélection rationnelle des éléments radio et des ajustements nécessaires, il a commencé à fonctionner. La première option ne vaut guère la peine d’être analysée. La deuxième option, même si elle a donné un résultat positif, peut comporter des pièges. Attardons-nous sur la troisième option, la plus laborieuse au départ, mais, comme le montre la pratique [7, 11], qui aboutit à un fonctionnement fiable du circuit dans le futur. À titre d'exemple, considérons le développement d'un schéma simple (Fig. 1) et de bonne conception [8].
Le circuit "stud" (a immédiatement attiré l'attention par sa simplicité, qui impliquait une bonne répétabilité), a donc été réalisé par trois cartes de circuits imprimés, sur lesquelles de nouveaux éléments radio ont été installés conformément à la description. Cependant, « l’œillet » ne voulait pas fonctionner de manière stable. Soit cela nécessitait une longue rétention initiale (après deux ou trois jours d'état hors tension) du capteur, soit pour des raisons qui n'étaient pas claires (à première vue), les transistors VT1-VT4 ont commencé à tomber en panne, et ils étaient différents sur différentes cartes . D'autres types de transistors, des SCR, ont été installés sur les cartes, les cartes ont même été mises de côté pendant un certain temps pour « mûrir », mais cela n'a pas donné de résultat positif. Étant donné que le besoin d'un interrupteur tactile de ce type s'est fait périodiquement sentir, l'idée est née de développer, sur la base du « goujon », un circuit pour un capteur unifié économique qui fonctionnerait aussi bien dans des circuits alimentés par des piles que par un courant alternatif. réseau, ainsi qu'avec couplage galvanique avec ou sans réseau. Après une étude théorique du circuit «œillet», il a été constaté qu'il disposait de suffisamment de ressources non exploitées. Il a été décidé d'utiliser des transistors « populaires » comme le KT315 comme éléments actifs, et (pour une meilleure répétabilité) avec n'importe quel index de lettre et sans sélection préalable. La ressource de sensibilité (Fig. 2) a été augmentée en réduisant la résistance de la résistance R1 à 1 MOhm et en augmentant à 1 MOhm (et dans certains cas en l'excluant) la résistance de la résistance R2, puisque dans [8] elle, avec R1, forme (voir Fig. 1) un diviseur de tension provenant du capteur, réduisant le niveau de tension d'entrée d'environ 10 fois. Pour compenser cela, le circuit [8] utilise des éléments d'amplification (KT3102) avec un gain de courant important, ce qui n'est pas pratique.
Pour minimiser l'influence des interférences induites dans les fils de connexion (comme expliqué dans [8] l'introduction de R2) dans les conceptions réelles, il est conseillé de connecter le capteur au circuit à l'aide de conducteurs d'une longueur minimale à l'aide d'un fil blindé. Modes statiques Étant donné que dans [10] pour KT315, la tension maximale e-b, b-c n'est pas spécifiée, pour augmenter la fiabilité de fonctionnement du circuit du capteur, une décision a été prise à la place de la diode VD1 (d'ailleurs, son type, ainsi que le type VD2, n'est pas spécifié dans [8] ), installer une diode Zener de type KS168, connectée dans le même sens. Il devrait déjà remplir deux fonctions : dans le sens direct, pour l'alternance négative du signal, il devrait fonctionner comme une diode ordinaire, protégeant la jonction de l'unité VT1 des effets de la tension inverse à travers le circuit de commande, et pour l'alternance positive, elle doit agir comme un limiteur (suppresseur), normalisant la valeur maximale des alternances de tension de commande au niveau de tension de sa stabilisation. Le même inconvénient dans l'étage d'entrée existe dans le circuit du capteur [5]. Au cours du développement du circuit (voir Fig. 1), il a été remarqué qu'une fois le circuit hors tension (3-4 jours), pour une raison quelconque, il ne fonctionne pas même avec une longue pression sur le capteur. , mais lorsque les doigts ferment les bornes de la batterie VT1 sur la maquette, la carte (ce qui indique une amplification suffisante des éléments actifs) se déclenche. Par la suite, le circuit fonctionne normalement pendant un ou deux jours, puis, après la même période de mise hors tension, ce phénomène réapparaît et s'élimine de la même manière. On a supposé que la raison du phénomène réside dans la formation électrique de C2 : dès que C2 est suffisamment chargé pour la première fois (et donc formé), le circuit fonctionne de manière stable même après une décharge de courte durée (en court-circuitant les bornes ) de C2. Pour forcer la mise en forme électrique initiale de C3 (voir Fig. 2) à un niveau de 0,4 V lorsque la tension d'alimentation est activée, un diviseur de tension R2R3 et une diode clé VD3 sont introduits dans le circuit du capteur. Lorsque cette tension est atteinte, VD3 se ferme et à l'avenir le diviseur n'affecte pas le fonctionnement du capteur. Cette solution compense dans une certaine mesure le courant de fuite C3 inhérent aux condensateurs à oxyde de haute capacité, et augmente également la sensibilité en réduisant le temps de contact du capteur nécessaire au fonctionnement du circuit. À la suite de mesures effectuées à l'aide d'un oscilloscope C1-33 avec une entrée ouverte (résistance d'entrée 1 MΩ), il s'est avéré que lorsque le capteur est maintenu suffisamment longtemps, la tension sur le condensateur C3 augmente jusqu'à 6. 8 V, ce qui pourrait bien être la raison pour laquelle la sortie de transition b-k VT2 est en panne. Par conséquent, une résistance R4 est introduite dans son circuit de base d'une manière similaire à la conception de circuit qui a fait ses preuves dans un régulateur à trinistor [4]. En conséquence, la constante de temps du circuit de décharge C3R4 (b-e) VT2 a considérablement augmenté, ce qui a permis d'obtenir une vitesse d'obturation beaucoup plus longue avec une capacité plus petite (par rapport à la Fig. 1) du condensateur à oxyde C3. Pour éliminer les surcharges, des résistances limites R3 et R4 ont été introduites dans le circuit de base VT5 et VT7 pour les mêmes raisons. Les mesures de tension réalisées sur C3 ont montré que leur introduction n'avait aucun effet sur les paramètres d'allumage et d'extinction du capteur. Le but du condensateur C3 (voir Fig. 1) n'est pas indiqué dans la description [8]. Des mesures pratiques sur un circuit en fonctionnement ont montré que sa présence abaisse le seuil d'activation d'environ 0,1 V et augmente la tension de coupure du même montant, ce qui augmente la vitesse d'obturation totale de 10...15 s. Il en a été conclu que son utilisation est inappropriée. Pendant le fonctionnement, lorsque le SCR est éteint et qu'il y a des charges inductives dans le réseau, une large gamme d'interférences peut se produire. Par conséquent, pour réduire la résistance interne haute fréquence de l'alimentation du capteur, le condensateur C2 a été introduit dans le circuit (voir Fig. 4), ce qui a réduit le risque d'interférences haute fréquence pénétrant dans le circuit de signal via le circuit d'alimentation. Comme clé de contrôle de VS1 (voir Fig. 1), il ne vaut guère la peine d'utiliser un transistor haute tension haute puissance (10 W !) de type KT940, fournissant un courant d'environ 1 mA au circuit de commande VS55 dans le état ouvert ! Vous pouvez tout à fait vous en sortir avec le même (voir Fig. 2) KT315, en le connectant à une source de tension constante stabilisée, à partir de laquelle le reste des transistors du circuit du capteur est alimenté. Ceci, en plus de stabiliser les paramètres de commutation de VS1, élimine d'éventuelles surcharges dans le circuit de son électrode de commande, puisque le courant dans son circuit lorsque VT4 est complètement ouvert est déterminé par la valeur des résistances d'extinction R10, R11. Puisque, selon [10], le courant maximum du collecteur du KT315 est de 100 mA, ce mode est tout à fait sûr pour celui-ci. Lors du processus de mesure du courant (et non de la tension) à travers l'électrode de commande VS1 (voir Fig. 2) à l'aide de l'avomètre Ts4342, il a été remarqué qu'au moment de la mise sous tension, il y avait une secousse de l'aiguille du compteur vers une valeur plus grande, et le courant est ensuite réglé à un niveau de 4...5 mA (en fonction des instances VT4 et VS1). Je n'ai trouvé aucune information dans la littérature sur la dépendance du courant traversant l'électrode de commande aux changements dans la nature de la charge, on a donc supposé que la cause du phénomène était l'utilisation d'une charge non linéaire - NL1, la résistance dont à l'état froid est bien moindre qu'à l'état chaud. La valeur de la résistance entre l'électrode de commande et la cathode (R5 - Fig. 1, R9 - Fig. 2, R7 - Fig. 3, R10 - Fig. 4, 5), recommandée dans la littérature, pour minimiser l'influence des facteurs déstabilisants sur les paramètres d'allumage du SCR dans l'électrode de commande du circuit ne doit pas dépasser 1 kOhm.
Il n'est pas pratique d'alimenter le capteur directement à partir du réseau (voir Fig. 1), il est préférable de connecter son alimentation en parallèle (au) SCR par exemple, comme recommandé [6]. Selon ses caractéristiques courant-tension (Fig. 8), une fois VS1 allumé, il peut être commuté à l'état fermé en réduisant le courant qui le traverse à une valeur inférieure à Ioff. Dans les appareils à courant continu, on utilise à cet effet soit un condensateur de commutation, soit des circuits résonants en série spéciaux, dont la tension de recharge ou la force contre-électromotrice, appliquée brièvement au thyristor dans la direction opposée, le désactive. Dans les circuits à courant alternatif et pulsé, le thyristor se ferme automatiquement lorsque la valeur de son courant anodique passe automatiquement par zéro. Ce schéma utilise une méthode de contrôle d'amplitude clé, qui est inférieure à la méthode de contrôle par impulsions en termes de consommation d'énergie pour le contrôle. Par conséquent, contourner le circuit de commande lorsque le thyristor est à l'état ouvert, ce qui se produit dans notre cas, est optimal. En plus de réduire la consommation moyenne de courant du circuit de commande, une telle connexion réduira naturellement également la génération de chaleur sur R10, R11 (voir Fig. 2). Dans ce cas, la diode VD5 ne sert plus au redressement, mais à séparer la source d'alimentation continue du capteur (C2 lissée) et la source de tension pulsée alimentant VS1. Modes dynamiques Il est pratique (et sûr !) de vérifier le fonctionnement des éléments du circuit capteur sur une maquette, à l'aide d'une source 9...10 V DC, en mode dynamique, en désactivant l'élément de retard (C2, Fig. 3) , en utilisant une LED comme indicateur visuel du fonctionnement du circuit VD3. Étant donné que dans ce mode, le circuit est un générateur de tension de commande à partir de la tension de détection provenant du capteur E1, un oscilloscope est utilisé pour observer les processus qui s'y déroulent. La valeur d'amplitude de la tension de détection au niveau du site du capteur est de 15 V (bien entendu, à l'endroit spécifique où les mesures ont été prises). La tension à la base du VT1 est de 6 V (sert d'amplificateur de puissance pour le signal parasite), à l'émetteur - 6 V, à la base du VT2 - environ 6 V (sert d'amplificateur de tension et de limiteur de signal sur le dessus ), au collecteur - 0,8 V, avec une limitation claire ci-dessus. Sur le collecteur VT3, le signal a un niveau de 8 B, est déjà formé (limité et par le bas) et est prêt à être envoyé vers l'interrupteur de sortie (Fig. 3, 4) ou l'interrupteur de commande VS1 (Fig. 2, 5 ), dont la fonction dans tous les circuits est assurée par VT4, dont la tension du signal est d'environ 1,5 V. Lors de la connexion de C2 (voir Fig. 3) et de la mesure de la tension sur celui-ci, effectuée à l'aide d'un oscilloscope C1- 33 avec une entrée ouverte (résistance d'entrée 1 MOhm), il s'est avéré que le circuit s'allume à une tension d'environ 0,8 V et s'éteint à une tension de 0,7 V. De plus, il s'est avéré qu'une tentative de connexion au même point avec le même oscilloscope, mais avec une entrée fermée, a conduit à la mise sous tension du circuit, puisque la capacité de retard était la capacité d'entrée de l'oscilloscope. Pour tester le fonctionnement du capteur sur courant alternatif avec isolation galvanique du réseau, un transformateur du kit de soudure électrique 2.940.005 TU, produit par l'usine de Vinnitsa Mayak, a été utilisé. Le circuit du capteur était connecté à son connecteur inférieur, dont la tension alternative était d'environ 24 V. Tous les éléments du circuit de la figure 2 sont restés inchangés, seules les résistances R10, R11 pour recevoir un courant de 1 mA à travers la diode Zener VD20. ont été shuntés par une résistance de type MLT-0,5 de 470 Ohm. Une lampe à incandescence d'une tension de 28 V et d'une puissance de 20 W a été utilisée comme charge. Lors de la vérification du fonctionnement du circuit, le fil commun de la sonde aiguille de l'oscilloscope s'est cassé à l'intérieur de la coque isolante, et le fait lui-même est passé inaperçu... Le circuit a cessé de fonctionner. Toucher le capteur donnait soit un flash, soit la lampe brillait, clignotant à pleine intensité, et à chaque contact, tout se passait différemment. Le type d'inclusion était influencé par la zone de contact, la force de pression, la manière dont le contact était effectué - assis ou debout, avec la main gauche ou droite, etc. Les éléments du circuit ne tombaient plus en panne. Après avoir vérifié le passage en cascade du micro à l'aide d'un oscilloscope, j'ai remarqué que le signal était le même partout, et me suis rendu compte qu'il n'y avait aucune connexion avec le boîtier. J'ai soudé le fil commun, et la fonctionnalité du circuit a été complètement restaurée ! J'ai commencé à chercher la raison du comportement étrange du circuit. J'ai déconnecté la sonde d'entrée C1-3Z de C2 - le circuit a fonctionné, j'ai déconnecté le fil commun de l'oscilloscope - il a cessé de fonctionner, j'ai connecté le fil commun - cela a fonctionné à nouveau. Il est devenu évident qu'il y avait des interférences à la fréquence du secteur à travers le corps de l'oscilloscope, qui, bien entendu, n'était pas mis à la terre dans un atelier à domicile. J'ai vérifié le niveau d'interférence sur le corps de l'oscilloscope avec une sonde de phase avec une lampe au néon - ça brille un peu, je l'ai vérifié avec une sonde "miracle" chinoise avec un affichage numérique - 60 V ! J'ai vérifié le niveau d'interférence sur le boîtier de l'alimentation allumée - le même chiffre ! Il est devenu clair pourquoi lors du test du circuit du capteur alimenté en courant continu à partir de cette source, le circuit fonctionnait correctement. J'ai connecté le circuit (voir Fig. 2) conformément au phasage spécifié dans [8]. Le "goujon" amélioré a bien fonctionné. À l'exception du microcircuit spécial K145AP2 [9, 11], nulle part, et notamment dans les équipements industriels sérieux, par exemple dans le sélecteur de programme SVP-3 [2], le captage n'a été utilisé comme signal de commande. Quel que soit le type de capteur utilisé - résistif, capacitif d'interruption ou d'excitation de génération - le niveau du signal de commande (malgré la différence de principes physiques et de conception du circuit) est toujours stable, ce qui n'est pas facile à obtenir avec un simple circuit à partir d'un capteur. signal avec la fréquence du réseau. Sur la base de l'analyse, j'ai décidé de ne pas compliquer le circuit, mais d'utiliser les ressources de capteur disponibles - gain élevé et tension d'alimentation stabilisée, en utilisant un capteur résistif qui connecte l'entrée de l'amplificateur DC sur VT4-VT5 avec le pôle positif du source utilisant la résistance de la peau du doigt et les résistances de nutrition R1, R4. Un diagramme des options de capteur unifié est présenté sur la Fig. 4-5. Le capteur fonctionne aussi bien à partir de n'importe quelle source d'alimentation (du problème posé au début de l'article) et est assez sûr lorsqu'il fonctionne à partir d'un réseau 220 V, puisque le corps humain est connecté des deux côtés des contacts via des résistances de 1 MΩ. . Par exemple, la valeur de la résistance de limitation de courant incluse dans l'indicateur de tension unipolaire (avec lampe au néon) de type INN1, utilisé dans l'industrie, est égale à 910 kOhm. Suite aux modifications apportées, le circuit (voir Fig. 4), qui est en mode « veille », ne consomme que 9 mA sur une alimentation 1 V ! En mode marche, après avoir touché le capteur, la consommation de courant est de 8 mA. Le seul contrôle qu'il convient d'effectuer pour sélectionner les transistors VT1-VT4 installés est de « tester » les jonctions avec un ohmmètre à une limite de 100 kOhm. Lors de la vérification de la résistance des transitions dans la direction opposée, l'aiguille du compteur ne doit pas s'écarter, même légèrement. Ajustement. Dans certains cas, avec des gains importants VT1-VT4 (et l'absence de R2), lorsque le capteur est connecté à une source d'alimentation, NL1 s'allume immédiatement, bien qu'en les revérifiant avec un ohmmètre, même à la limite de 1 MOhm, ne fait pas dévier l'aiguille du compteur, ce qui indique leur bon fonctionnement. Dans ce cas, procédez comme suit. Parallèlement à la transition e-b VT1, connectez un avomètre, allumé par un voltmètre à la limite de 5...10 V. Si VT1 fonctionne correctement, HL1 devrait s'éteindre. Basculez l'avomètre sur des limites de mesure plus élevées jusqu'à ce que HL1 s'allume à nouveau. Après cela, réglez l'avomètre sur une limite inférieure, la lampe devrait s'éteindre. Cette technique permet d'utiliser un avomètre comme magasin de résistance, puisque les avomètres (dans la version de l'auteur Ts4342) ont une entrée « ouverte » et une résistance d'entrée de l'ordre de 20...25 kOhm/V, ce qui permet de estimer approximativement la valeur requise de R2, ce qui réduit le gain global du circuit pour obtenir un fonctionnement précis pour des transistors spécifiquement utilisés. Si nécessaire, au lieu des résistances de limitation de courant R10, R11 (voir Fig. 2) de type MLT-2, sur lesquelles une puissance thermique d'environ 4 W est libérée, vous pouvez installer un ballast réactif - un condensateur du type K73-17. type avec une capacité de 0,22 μFCH 630 V. Cela changera quelque peu le circuit redresseur (Fig. 6).
L'ensemble de diodes KTs5V est exclu du circuit illustré à la figure 405. La diode Zener VD5 dans le circuit remplit deux fonctions : pour l'alternance négative, elle sert de diode de redressement, et pour l'alternance positive, elle sert de limiteur au niveau de tension de stabilisation. La résistance R11 sert à limiter la surtension lors de la charge de C5. Le SCR VS1 fonctionne comme un redresseur demi-onde, ce qui a un effet bénéfique sur la durée de vie du NL1.
La carte est conçue pour accueillir les pièces de circuit de la Fig. 2 à la Fig. 6. En fonction de l'option souhaitée, les composants appropriés sont installés. Les espaces pour les pièces non utilisées dans ce schéma sont soit fermés par des cavaliers, soit laissés libres. Il en va de même pour les connexions mutuelles des plages de contact pour l'installation des cavaliers JP0, JP1, JP2 avec le circuit. Littérature
Auteur : S.A. Elkin
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