Stabilisateurs de commutation sur le contrôleur PWM KR1114EU4. Encyclopédie de la radioélectronique et de l'électrotechnique

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Actuellement, les microcircuits (nationaux et importés) sont largement représentés sur le marché, qui mettent en œuvre un ensemble différent de fonctions de contrôle PWM pour les alimentations à découpage. Parmi les microcircuits de ce type, le KR1114EU4 (fabricant : Kremniy-Marketing JSC, Russie) est très populaire. Son analogue importé est le TL494CN (Texas Instrument). De plus, il est produit par un certain nombre de sociétés sous différents noms. Par exemple, (Japon) produit le microcircuit IR3M02, (Corée) - KA7500, f. Fujitsu (Japon) МВ3759.

La puce KR1114EU4 (TL494) est un contrôleur PWM pour une alimentation à découpage fonctionnant à une fréquence fixe. La structure du microcircuit est représentée sur la figure 1.

Sur la base de ce microcircuit, il est possible de développer des circuits de commande pour les alimentations à découpage push-pull et monocycle. Le microcircuit met en œuvre un ensemble complet de fonctions de contrôle PWM : génération d'une tension de référence, amplification d'un signal d'erreur, génération d'une tension en dents de scie, modulation PWM, génération d'une sortie 2 temps, protection contre les courants traversants, etc. dans un boîtier à 16 broches, le brochage est illustré à la Fig. 2.

Le générateur de tension à rampe intégré ne nécessite que deux composants externes pour régler la fréquence - Rt et Ct. La fréquence du générateur est déterminée par la formule :

Pour éteindre le générateur à distance, vous pouvez utiliser une clé externe pour court-circuiter l'entrée RT (broche 6) à la sortie ION (broche 14) ou court-circuiter l'entrée ST (broche 5) au fil commun.

La puce dispose d'une source de tension de référence intégrée (Uref = 5,0 V), capable de fournir un flux de courant allant jusqu'à 10 mA pour polariser les composants externes du circuit. La tension de référence présente une erreur de 5 % dans la plage de température de fonctionnement de 0 à +70°C.

Le schéma fonctionnel d'un stabilisateur abaisseur pulsé est présenté sur la figure 3.

L'élément de régulation RE convertit la tension continue d'entrée UBX en une séquence d'impulsions d'une certaine durée et fréquence, et le filtre de lissage (starter L1 et condensateur C1 les convertit à nouveau en une tension constante de sortie. La diode VD1 ferme le circuit de courant à travers l'inductance lorsque le RE est éteint. À l'aide de la rétroaction, le circuit de commande du système de contrôle contrôle l'élément de régulation de telle manière que la stabilité résultante de la tension de sortie Un soit obtenue.

Les stabilisateurs, selon la méthode de stabilisation, peuvent être à relais, à modulation de fréquence d'impulsion (PFM) et à modulation de largeur d'impulsion (PWM). Dans les stabilisateurs avec PWM, la fréquence d'impulsion (période) est une valeur constante et leur durée est inversement proportionnelle à la valeur de la tension de sortie. La figure 4 montre des impulsions avec différents cycles de service Ks.

Les stabilisateurs PWM présentent les avantages suivants par rapport aux autres types de stabilisateurs :

• la fréquence de conversion est optimale (du point de vue de l'efficacité), déterminée par l'oscillateur interne du circuit de commande et ne dépend d'aucun autre facteur ;
• la fréquence de pulsation au niveau de la charge est une valeur constante, ce qui est pratique pour construire des filtres de suppression ;
• Il est possible de synchroniser les fréquences de conversion d'un nombre illimité de stabilisateurs, ce qui élimine l'apparition de battements lorsque plusieurs stabilisateurs sont alimentés à partir d'une source CC primaire commune.

La seule différence est que les circuits PWM ont un circuit de contrôle relativement complexe. Mais le développement de circuits intégrés de type KR1114EU4, contenant à l'intérieur la plupart des unités de contrôle avec PWM, permet de simplifier considérablement les stabilisateurs d'impulsions.

Le circuit d'un stabilisateur abaisseur pulsé basé sur KR1114EU4 est illustré à la Fig.

La tension d'entrée maximale du stabilisateur est de 30 V, elle est limitée par la tension drain-source maximale admissible du transistor à effet de champ à canal P VT1 (RFP60P03). La résistance R3 et le condensateur C5 règlent la fréquence du générateur de tension en dents de scie, qui est déterminée par la formule (1). À partir de la source de tension de référence (broche 14) D1, via un diviseur résistif R6-R7, une partie de la tension de référence est fournie à l'entrée inverseuse du premier amplificateur d'erreur (broche 2). Le signal de rétroaction via le diviseur R8-R9 est envoyé à l'entrée non inverseuse du premier amplificateur d'erreur (broche 1) du microcircuit. La tension de sortie est régulée par la résistance R7. La résistance R5 et le condensateur C6 effectuent la correction de fréquence du premier amplificateur.

Il convient de noter que les pilotes de sortie indépendants du microcircuit assurent le fonctionnement de l'étage de sortie en mode push-pull et monocycle. Dans le stabilisateur, le pilote de sortie du microcircuit est activé en mode monocycle. Pour ce faire, la broche 13 est connectée au fil commun. Deux transistors de sortie (leurs collecteurs sont les broches 8, 11, leurs émetteurs sont les broches 9, 10) sont connectés selon un circuit émetteur commun et fonctionnent en parallèle. Dans ce cas, la fréquence de sortie est égale à la fréquence du générateur. L'étage de sortie du microcircuit à travers un diviseur résistif

R1-R2 contrôle l'élément régulateur régulateur - transistor à effet de champ VT1. Pour un fonctionnement plus stable du stabilisateur sur l'alimentation du microcircuit (broche 12), le filtre LC L1-C2-C3 est inclus. Comme le montre le schéma, lors de l'utilisation du KR1114EU4, un nombre relativement faible d'éléments externes est requis. Il a été possible de réduire les pertes de commutation et d'augmenter l'efficacité du stabilisateur grâce à l'utilisation d'une diode Schottky (VD2) KD2998B (Unp=0,54 V, Uarb=30 V, lpr=30 A, fmax=200 kHz).

Pour protéger le stabilisateur des surintensités, un fusible à restauration automatique FU1 MF-R400 est utilisé. Le principe de fonctionnement de tels fusibles repose sur la propriété d'augmenter fortement leur résistance sous l'influence d'une certaine valeur de courant ou de température ambiante et de restaurer automatiquement leurs propriétés lorsque ces causes sont éliminées.

Le stabilisateur a une efficacité maximale (environ 90 %) à une fréquence de 12 kHz, et l'efficacité à une puissance de sortie jusqu'à 10 W (Uout = 10 V) atteint 93 %.

Détails et conception. Les résistances fixes sont de type S2-ZZN, les résistances variables sont SP5-3 ou SP5-2VA. Condensateurs C1 C3, C5-K50-35 ; C4, C6, C7-K10-17. La diode VD2 peut être remplacée par n'importe quelle autre diode Schottky dont les paramètres ne sont pas pires que ceux ci-dessus, par exemple 20TQ045. La puce KR1114EU4 est remplacée par TL494LN ou TL494CN. Inductance L1 - DM-0,1-80 (0,1 A, 80 µH). L'inducteur L2 d'une inductance d'environ 220 μH est réalisé sur deux noyaux magnétiques annulaires repliés ensemble. MP-140 K24x13x6,5 et contient 45 tours de fil PETV-2 de 01,1 mm, posés uniformément en deux couches sur tout le périmètre de l'anneau. Entre les couches se trouvent deux couches de tissu verni. LShMS-105-0.06 GOST 2214-78. Le type de fusible à réarmement automatique MF-RXXX peut être sélectionné pour chaque cas spécifique.

Le stabilisateur est réalisé sur une maquette de 55x55 mm. Le transistor est installé sur un radiateur d'une superficie d'au moins 110 cm2. Lors de l'installation, il est conseillé de séparer le fil commun de la partie puissance et le fil commun du microcircuit, ainsi que de minimiser la longueur des conducteurs (notamment la partie puissance). Le stabilisateur ne nécessite aucun réglage s'il est installé correctement.

Le coût total des éléments radio stabilisateurs achetés était d'environ 10 $ et le coût du transistor VT1 était de 3 à 4 $. Pour réduire le coût, au lieu du transistor RFP60P03, vous pouvez utiliser le RFP10P03 moins cher, mais, bien sûr, cela aggravera quelque peu les caractéristiques techniques du stabilisateur.

Le schéma fonctionnel d'un stabilisateur parallèle d'impulsions de type boost est présenté sur la figure 6.

Dans ce stabilisateur, l'élément de régulation RE, fonctionnant en mode impulsionnel, est connecté en parallèle avec la charge Rh. Lorsque le RE est ouvert, le courant provenant de la source d'entrée (Ubx) traverse l'inducteur L1, y stockant de l'énergie. Dans le même temps, la diode VD1 coupe la charge et ne permet pas au condensateur C1 de se décharger à travers le RE ouvert. Le courant vers la charge pendant cette période provient uniquement du condensateur C1. Au moment suivant, lorsque le RE est fermé, la force électromotrice d'auto-induction de l'inducteur L1 est additionnée à la tension d'entrée et l'énergie de l'inducteur est transférée. à la charge. Dans ce cas, la tension de sortie sera supérieure à la tension d’entrée. Contrairement au stabilisateur abaisseur (Fig. 1), ici l'inductance n'est pas un élément filtrant et la tension de sortie devient supérieure à la tension d'entrée d'une valeur déterminée par l'inductance de l'inductance L1 et le rapport cyclique du élément de commande RE.

Le diagramme schématique d'un stabilisateur élévateur d'impulsions est présenté sur la figure 7.

Il utilise essentiellement les mêmes composants électroniques que dans le circuit stabilisateur abaisseur (Fig. 5).

L'ondulation peut être réduite en augmentant la capacité du filtre de sortie. Pour un démarrage « plus doux », le condensateur C1 est connecté entre le fil commun et l'entrée non inverseuse du premier amplificateur d'erreur (broche 9).

Résistances fixes - S2-ZZN, variables - SP5-3 ou SP5-2VA.

Condensateurs C1 C3, C5, C6, C9 - K50-35 ; C4, C7, C8 - K10-17. Le transistor VT1 - IRF540 (transistor à effet de champ à canal N avec Uсi=100 V, lc=28 A, Rсi=0,077 Ohm) - est installé sur un radiateur d'une surface effective d'au moins 100 cm2. La manette des gaz L2 est la même que dans le circuit précédent.

Il est préférable d'allumer le stabilisateur pour la première fois avec une petite charge (0,1...0,2 A) et une tension de sortie minimale. Augmentez ensuite lentement la tension de sortie et le courant de charge jusqu'aux valeurs maximales.

Si les stabilisateurs élévateur et abaisseur fonctionnent à partir de la même tension d'entrée Uin, alors leur fréquence de conversion peut être synchronisée. Pour ce faire (si le stabilisateur abaisseur est le maître et le stabilisateur élévateur est l'esclave), dans le stabilisateur élévateur, vous devez retirer la résistance R3 et le condensateur C7, fermer les broches 6 et 14 de la puce D1 et connecter la broche 5 de D1 à la broche 5 de la puce D1 du stabilisateur abaisseur.

Dans un stabilisateur de type boost, l'inductance L2 ne participe pas au lissage de l'ondulation de la tension continue de sortie. Par conséquent, pour un filtrage de haute qualité de la tension de sortie, il est nécessaire d'utiliser des filtres avec des valeurs de L et C. Cela entraîne donc une augmentation du poids et des dimensions du filtre et de l'appareil dans son ensemble. Par conséquent, la densité de puissance d’un stabilisateur abaisseur est supérieure à celle d’un stabilisateur élévateur.

Auteur : S. Shishkin, Sarov, région de Nijni Novgorod.

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