Puissante alimentation stabilisée par impulsions. Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique

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L'article porté à l'attention des lecteurs décrit une source de commutation puissante pour alimenter divers équipements électroniques. Il est assemblé selon le schéma d'un onduleur demi-pont contrôlé par un contrôleur TL494 SHI.

L'émergence de transistors à effet de champ haute tension de grande puissance était une condition préalable au développement d'alimentations de réseau haute fréquence avec contrôle de la largeur d'impulsion (PW) [1,2, 3]. Les principaux avantages de ces sources par rapport aux sources linéaires traditionnelles sont d'obtenir plus de puissance à la charge avec des dimensions plus petites et, par conséquent, une plus grande efficacité [XNUMX].

Le schéma de l'alimentation à découpage proposée est illustré à la fig. 1. La base de l'appareil est un convertisseur assemblé selon un circuit en demi-pont. L'alimentation a une isolation galvanique complète entre les circuits haute tension d'entrée et de sortie. L'unité de contrôle est assemblée sur la base du contrôleur TL494 SHI.

(cliquez pour agrandir)

Principales caractéristiques techniques de l'alimentation

• Tension de sortie, V ...... 28
• Courant de charge maximal, A ...... 10
• Fréquence de conversion nominale, kHz ...... 100

L'optocoupleur de transistor U2 fournit une isolation galvanique dans le circuit de rétroaction de tension négative. La chute de tension aux bornes de la résistance R7 est d'environ 2,5 V. La résistance de cette résistance est calculée en réglant le courant à travers le diviseur résistif R6R7. La résistance de la résistance R6 est calculée par la formule

où Uvyx - tension de sortie de l'alimentation; I1 - courant à travers le diviseur résistif R6R7.

La résistance de la résistance R9 détermine le courant traversant la diode émettrice de l'optocoupleur U2.1, ainsi que le courant de fonctionnement minimum du stabilisateur DA1. Avec le courant sélectionné dans ce circuit I2 (la valeur du courant doit être dans les limites acceptables pour le stabilisateur DA1), la résistance de la résistance R9 est calculée par la formule

où UF est la chute de tension aux bornes de la diode émettrice de l'optocoupleur U2.1.

La puce DA5 stabilise la tension de 8 V pour alimenter le diviseur, qui se compose du phototransistor optocoupleur U2.2 et de la résistance R17. La tension du point médian du diviseur est envoyée à l'entrée non inverseuse du premier amplificateur de signal d'erreur du contrôleur DA6 SHI.

La tension d'alimentation de l'unité de commande et des pilotes (puce DA7) des transistors à effet de champ fournit une source auxiliaire sur le transformateur de réseau T2 et les régulateurs de tension analogiques DA2 et DA3.

L'unité de protection de courant est montée sur le comparateur DA4 et le déclencheur DD1.1. La fonction de capteur de courant est assurée par la résistance R5, incluse dans la diagonale du demi-pont. Une tension de forme triangulaire est fournie à l'entrée non inverseuse du comparateur DA4 à partir du condensateur (C26) du circuit de réglage de fréquence du générateur d'horloge du contrôleur SHI (Fig. 2). A la sortie du comparateur, des impulsions d'horloge sont générées, qui sont envoyées à l'entrée C du déclencheur DD1.1.

(cliquez pour agrandir)

Si la chute de tension aux bornes de la résistance R5 atteint 1,1 V, les diodes émettrices s'allument et le phototransistor de l'optocoupleur U1 s'ouvre. Le déclencheur d'entrée S DD1.1 passera au niveau bas. A la sortie directe du déclencheur DD1.1 et, par conséquent, à l'entrée non inverseuse du deuxième amplificateur de signal d'erreur du contrôleur SHI DA6, un niveau haut sera défini. Dans ce cas, les deux transistors VT1 et VT2 seront fermés.

Pour contrôler de puissants transistors à effet de champ de commutation, un microcircuit spécialisé est utilisé - un pilote à deux canaux DA7. Sur la fig. 3 montre la structure interne d'un canal. Les numéros de sorties du deuxième canal sont indiqués entre parenthèses. Chaque canal contient un optocoupleur et un amplificateur avec une sortie de courant élevée. De tels microcircuits sont largement utilisés pour contrôler les moteurs asynchrones et à courant continu.

Les paramètres du pilote vous permettent de contrôler directement les transistors à effet de champ avec une grille isolée, courant de commutation jusqu'à 50 A à une tension ne dépassant pas 1200 V.

Principaux paramètres de la puce HCPL315J

• Courant de sortie de crête maximal, A ...... 0,6
• Tension de sortie maximale, V......1
• Consommation de courant maximale, mA......5
• Intervalle de tension d'alimentation, V.......15...30
• Plage de température de fonctionnement, °С......-40...+100

La résistance des résistances R3 et R4 dans les circuits de grille des transistors de commutation est calculée par la formule

où UC2o (C22) est la tension d'alimentation du pilote (tension aux bornes du condensateur C20 ou C22) ; UL - tension de sortie du pilote ; lL est le courant de sortie de crête maximal.

La diagonale en demi-pont comprend l'enroulement primaire du transformateur T1 et l'inductance L2 (l'inductance de l'inductance peut inclure l'inductance de fuite du transformateur) [4]. Le transformateur est réalisé sur le circuit magnétique E-E, taille F-43515 de Magnetics Inc. Le primaire a 38 tours de fil #19AWG et le secondaire a 5+5 tours de fil #12AWG. L'inductance L2 est enroulée sur un circuit magnétique F-41808EC de Magnetics Inc. L'enroulement de l'inducteur L2 se compose de 8 spires de fil #19AWG.

L'inductance L3 est réalisée sur un circuit magnétique toroïdal MPP 55930A2 de Magnetics Inc. L'enroulement de l'inducteur L3 contient 20 tours de fil #12AWG. L'inductance de filtre d'entrée L1 est E3993 de chez Coilcraft, son inductance est de 900 μH.

Lorsque le transistor VT1 (ou VT2) est activé, un courant croissant linéairement commence à circuler dans l'enroulement primaire du transformateur T1 pendant l'impulsion de commande t1 (Fig. 4). Lorsque le transistor VT1 (ou VT2) se ferme, du fait de l'énergie accumulée dans l'enroulement primaire du transformateur et de l'inductance L2, un courant décroissant linéairement continue de circuler dans le circuit pendant le temps t2 dans le même sens. Il se ferme par la diode VD7 si le transistor VT1 est éteint (ou par la diode VD6 si le transistor VT2 est éteint).

Sans tenir compte des pertes de puissance active dans le circuit primaire du transformateur, nous écrivons les équations pour les intervalles de temps t1 et t2 :

où E0 \u2d Upit / 0 - la moitié de la tension d'alimentation; U'1 - tension de sortie de la source, réduite à l'enroulement primaire du transformateur ; L1 est l'inductance totale de l'enroulement primaire du transformateur T2 et de l'inductance LXNUMX.

De là, nous obtenons des expressions pour les temps t1 et t2 (voir Fig. 4) :

où lm est le courant maximal de l'enroulement primaire du transformateur.

Le temps de circulation du courant à travers l'enroulement primaire du transformateur dans une direction tn = t1 + t2 peut être exprimé comme suit :

Si nous acceptons que

alors le temps d'écoulement actuel est

De cette égalité, nous obtenons une équation pour la caractéristique externe de la source d'alimentation. Par exemple, pour le rapport cyclique des impulsions de commande

devrait

où

Si nous désignons

alors l'équation de la caractéristique externe de l'alimentation a la forme

La caractéristique externe de l'alimentation est indiquée sur la fig. 5. La tension de sortie de la source dépend de la résistance de la résistance R17 - plus la résistance est faible, plus la tension de sortie est faible. Le courant de déclenchement de la protection est déterminé par la résistance du capteur - résistance R5.

littérature

1. Manuel du concepteur Hexfet, vol. I. - Publié par International Rectifier, 1993.
2. Carmelo L. Un nouveau circuit de conduite pour les dispositifs IGBT. - Transaction IEEE sur l'électronique de puissance, vol. 10, n° 3, mai 1995, p. 373-378.
3. Brown M. Conception pratique d'alimentation à découpage. -San Diego, 1990.
4. Ivensky G. Réduction des pertes IGBT dans les convertisseurs résonnants de la série ZCS. - Transactions IEEE sur l'électronique industrielle, vol. 46, n° 1, février 1999.

Auteurs : R.Karov, S.Ivanov, Sofia, Bulgarie

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