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ENCYCLOPÉDIE DE LA RADIOÉLECTRONIQUE ET DU GÉNIE ÉLECTRIQUE Stabilisateurs de tension micropuissance. Encyclopédie de la radioélectronique et de l'électrotechnique
Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique / Parasurtenseurs L'un des indicateurs les plus importants des équipements électroniques dotés d'une alimentation autonome est l'efficacité de ses composants. Dans les micro-stabilisateurs de tension décrits ci-dessous, la source de tension de référence n'est pas réalisée sur une diode Zener dont le courant de fonctionnement minimum est de plusieurs milliampères, mais sur un transistor à effet de champ avec une jonction pn. Dans ce cas, la tension de coupure du transistor sera exemplaire. Une telle solution de circuit a permis de réduire le courant consommé par le stabilisateur à environ 100 μA. En prenant des mesures supplémentaires pour assurer la stabilité thermique de la tension de sortie, de tels stabilisateurs peuvent être utilisés comme sources de tension de référence (RV) de très haute précision. La première version du stabilisateur de tension est assemblée sur un amplificateur opérationnel à fréquence corrigée K154UD1B (Fig. 1), qui présente un gain de tension élevé (Ku>=2*105) et une faible consommation de courant (Iп<= 1,2*10-4 ). Malgré la simplicité du circuit, le stabilisateur présente des caractéristiques techniques élevées :
La tension de mélange du transistor à effet de champ VT1, qui est un exemple dans le stabilisateur, est formée sur la résistance R1. L'ampli-op DA1 est connecté comme un amplificateur non inverseur, dont le gain est réglé par le diviseur R2R3, connecté au circuit de rétroaction négative. Puisque la tension de référence Urev est appliquée à l'entrée non inverseuse de l'ampli opérationnel DA1, sa sortie sera Uout = (R3/R2+1)*Urev. Le drain du transistor à effet de champ VT1 est connecté à la sortie du stabilisateur, la tension de référence est donc maintenue avec une très grande précision. Des tests ont montré que lorsque la tension d'alimentation augmente de 6,7 V à 32 V, le changement de tension de sortie ne peut pas être enregistré avec un voltmètre numérique à cinq chiffres Shch68002 (avec une résolution de 0,1 mV à une limite de 10 V). Ainsi, l'instabilité de la tension de sortie dans le stabilisateur considéré est principalement due à la qualité de ses éléments passifs (résistances) et à la dépendance en température de la tension de référence. Cette dépendance peut être réduite à quasiment zéro au prix d’une légère augmentation de la consommation actuelle. Le fait est que pour les transistors à effet de champ de différents types, il existe une valeur de courant de drain à laquelle la tension grille-source ne dépend pas de la température. À propos, on sait que cette valeur pour les transistors à canal P et avec une tension de coupure de 1...2 V est comprise entre 25 et 250 μA. En réalité, ces limites sont apparemment plus larges qu’on ne le croit généralement. Ainsi, pour l'un des exemplaires du transistor à effet de champ testé dans le stabilisateur considéré, il s'est avéré égal à 650 μA.
En raison de ses caractéristiques techniques élevées, il est conseillé d'utiliser le stabilisateur de tension décrit dans des équipements alimentés par le secteur. La tension d'entrée ne doit pas dépasser 32 V. Pour augmenter le courant de charge admissible, il doit être connecté à la sortie de l'ampli-op DA1 via un émetteur-suiveur sur un transistor de puissance appropriée. Pour un courant supérieur à 1 A, un répéteur composite à deux transistors sera très probablement nécessaire. La valeur de tension de sortie requise est définie en sélectionnant les résistances R2, R3. Pour assurer le fonctionnement normal de l'ampli-op DA1, la tension de référence ne doit pas être inférieure à 2 V et la tension de sortie (à la broche 6) ne doit pas être supérieure à (Upit - 2) V. Le diagramme schématique de la deuxième version du stabilisateur est présenté sur la figure 2. Il est assemblé à partir d'éléments largement utilisés et présente les caractéristiques techniques suivantes :
Une caractéristique intéressante de ce stabilisateur est l'utilisation d'un stabilisateur de courant sur les transistors à effet de champ VT1, VT2 comme élément de compensation thermique, qui remplit en outre également sa fonction principale de charge dynamique à haute résistance interne. Contrairement à la première option, il est ici possible de régler le mode de fonctionnement actuel des transistors, et donc la consommation électrique. Par exemple, si vous augmentez plusieurs fois la résistance de toutes les résistances, la consommation de courant diminuera en conséquence. Le stabilisateur est construit selon un système de compensation. L'élément de commande est réalisé sur le transistor VT3, connecté selon le circuit OE. Cet élément est couvert par une rétroaction négative profonde via un suiveur de tension composite sur les transistors VT4, VT5. La charge du transistor VT3 est le stabilisateur de courant VT1, VT2, R1. Grâce à la connexion cascode, il a été possible d'obtenir une résistance interne très élevée du stabilisateur de courant - environ 150 MOhm, ce qui a considérablement amélioré les caractéristiques techniques de l'ensemble de l'appareil. Afin que les suiveurs de tension VT4, VT5 n'influencent pas le courant circulant dans les transistors VT1-VT3, le premier transistor du suiveur est sélectionné comme transistor à effet de champ. Le deuxième transistor du répéteur doit être bipolaire, car, en raison de la plus grande raideur de la caractéristique par rapport à celle à effet de champ, cela peut réduire considérablement la résistance de sortie du suiveur de tension et du stabilisateur dans son ensemble.
L'idée de stabilisation de la température de la tension de sortie se résume à la suivante. La tension Ube entre la base et l'émetteur d'un transistor bipolaire à un courant de collecteur fixe a un coefficient de température négatif de -2 mV/°C. À son tour, le courant de drain du transistor à effet de champ se situe dans la région des microcourants en raison de la dérive en température de la tension de coupure. égal à environ +2 mV/°C, dépend de la température avec un coefficient d'environ +10-3/°C. Ce courant circulant à travers la résistance R2 du stabilisateur crée une chute de tension qui, à une certaine valeur de la résistance R2, aura un coefficient de température de +2 mV/°C. Ainsi, la tension de sortie égale à Uout=(UBE3+UR2) (R4/R5+1) ne dépendra guère de la température (UBE3 est la tension à la jonction émetteur du transistor VT3). La valeur du coefficient de température la plus basse peut être obtenue en sélectionnant soigneusement la résistance R2. Pour un fonctionnement fiable de l'unité de compensation thermique, il est nécessaire de maintenir la différence de température entre les jonctions pn des transistors VT1 et VT3 à un niveau extrêmement minimum (pas plus de 0,05°C). Le moyen le plus simple de résoudre ce problème est d'assurer un contact thermique entre les corps de ces transistors. Mais cette mesure n’est pas toujours justifiée et peut s’avérer inutile. S'il n'y a pas de facteurs pouvant provoquer un gradient thermique (pièces chauffantes proches, par exemple dissipateurs thermiques de transistors puissants), alors les boîtiers des transistors VT1 et VT3, même installés séparément, auront la même température à quelques centièmes près. d'un diplôme. La puissance thermique propre qui y est libérée ne dépasse pas 30 μW, ce qui entraîne une augmentation de la température du cristal semi-conducteur de pas plus de 0,03 ° C (la valeur typique de la résistance thermique de la transition - environnement, pour les faibles transistors de puissance est de 0,5... .1 S/mW). Cela montre qu'une stabilité thermique élevée de la tension de sortie peut être assurée dans certains cas sans contact thermique des boîtiers des transistors VT1 et VT3. Lors du choix des pièces pour les stabilisateurs, une attention particulière doit être accordée à la sélection des transistors à effet de champ en fonction de la tension de coupure. Pour la première version du stabilisateur (Fig. 1), elle doit être supérieure à 2 V. Le transistor VT1 dans la deuxième option (Fig. 2) doit avoir une tension de coupure comprise entre 0,6...1 V, VT2 - 1,8.. .2,2 V. VT3 - 1..3 V. Il n'y a pas d'autres exigences particulières pour les transistors, donc au lieu du KP303E, vous pouvez utiliser des transistors des séries KP302 et KP307, au lieu de KT315G - KT3102G - KT3102E, KT342B, KT342V. Étant donné que le stabilisateur de courant VT1VT2R1 (Fig. 2) est un dispositif à deux bornes, au lieu de transistors à effet de champ à canal P, des transistors à canal N peuvent être utilisés, tout en conservant la polarité de commutation requise. En remplacement de l'ampli opérationnel K154UD1B, nous pouvons recommander le K140UD12 et le KR1407UD2, mais ils ont un brochage différent et un courant de charge admissible inférieur à 1 mA. Condensateur de correction C1 - toute série céramique KM-5, KM-6, etc. S'il existe de faibles exigences en matière de stabilité temporelle et thermique de la tension de sortie dans les stabilisateurs, il est préférable d'utiliser des résistances MLT-0,125 ou MLT-0,25 avec une tolérance de 5 %, sinon toutes les résistances (sauf R3 sur la Fig. 2) doivent être une précision, par exemple C2 -13-0,25 avec une tolérance de 0,1 %. La mise en place des stabilisateurs consiste à régler la valeur de tension de sortie souhaitée en choisissant le rapport de la résistance des résistances du circuit de rétroaction. Dans chaque stabilisateur, des mesures ont été prises pour éliminer l'auto-excitation aux hautes fréquences en incluant des condensateurs de correction de petite capacité C1 dans le circuit de rétroaction négative. Néanmoins, la possibilité d’une génération parasitaire ne peut être exclue. Ceci est possible s'il y a des stabilisateurs de charge en sortie d'une capacité de 500 pF...0,1 µF. Pour éliminer la génération parasite, il suffit d'allumer un condensateur à oxyde d'une capacité de 1...10 μF en parallèle avec la charge du stabilisateur. Auteur : S. Fedichin
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