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ENCYCLOPÉDIE DE LA RADIOÉLECTRONIQUE ET DU GÉNIE ÉLECTRIQUE Émetteur-récepteur HDK-97. Encyclopédie de la radioélectronique et de l'électrotechnique
Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique / Radiocommunications civiles La conception proposée utilise de nombreux composants provenant d'autres appareils, dont les descriptions ont été publiées dans la littérature radioamateur. Cette approche a permis à l'auteur de cet article de créer un émetteur-récepteur multibande relativement simple avec de bonnes caractéristiques techniques. L'émetteur-récepteur "HDK-97" est conçu pour les communications ON et SSB sur les bandes amateurs de 10, 15, 20, 40, 80 et 160 mètres. Au cours de son développement, la tâche consistait à créer un appareil technologiquement avancé et facilement reproductible utilisant des circuits radioamateurs déjà connus (les meilleurs de l'avis de l'auteur). Plusieurs exemplaires d'émetteurs-récepteurs ont été fabriqués avec les caractéristiques techniques suivantes :
L'émetteur-récepteur est conçu selon un circuit de conversion de fréquence unique et se compose de 14 blocs fonctionnellement complets. La base de l'appareil est le bloc A1 (Fig. 1). Il s'agit d'un chemin d'émetteur-récepteur inverse à petits signaux, dont la description a été publiée dans [1]. Il a subi quelques modifications. Sans entrer dans les détails, on notera seulement que des ajouts ont été introduits dans le circuit qui ont considérablement amélioré le fonctionnement du tractus.
Par exemple, le relais K1 est introduit dans le circuit de commande en cascade sur le transistor VT1. Avec ses contacts en mode transmission, il déconnecte la bobine de couplage du transformateur T1 de l'émetteur cible du transistor, empêchant ainsi l'auto-excitation de la cascade. Le contrôle automatique du gain s'effectue à une fréquence intermédiaire, et non à une fréquence basse, comme c'était le cas dans la source originale. Le circuit source de l'amplificateur IF résonant sur le transistor VT3 comprend une cascade de commande AGC sur le transistor VT4. En l'absence de signal (en mode réception), la broche 3 du bloc A1 reçoit une tension d'environ +3,5 V du bloc A5 (AGC). Le transistor VT4 est ouvert et l'amplificateur a un gain maximum. Avec l'apparition du signal, la tension AGC diminue de +3,5 V à zéro, le transistor VT4 se ferme et, par conséquent, le gain de la cascade sur le transistor VT3 chute. La résistance de charge du filtre à quartz ZQ1 (déterminée par la résistance R12) ne change pas, puisque le collecteur VT4 est connecté à haute fréquence au fil commun via le condensateur C13. Le deuxième mélangeur du T5VD20-VD23T6 est complété par une résistance d'accord R16, qui a permis d'équilibrer le mélangeur et de supprimer complètement le porteur. Le découplage du deuxième mélangeur des cascades de fréquences ultrasonores a été amélioré. A la fréquence IF, il est constamment chargé à 50 Ohms via le condensateur C24, et la chaîne L10C25 l'empêche d'être déséquilibré par les étages suivants. Le son ultrasonore préliminaire est effectué sur deux transistors - VT5 et VT6. Il a un gain élevé avec un faible bruit de fond. Le remplacement du microcircuit DA1 (ULF) KV74УН4 par K174УН7 a permis d'éliminer le problème d'auto-excitation de l'amplificateur et de simplifier ce bloc (il n'y avait pas besoin de stabilisateur +9 V). L'utilisation du microcircuit K140UD6 (DA2) dans l'amplificateur du microphone au lieu de transistors a simplifié la configuration de cet étage. Le chemin est complété par un dispositif d'auto-surveillance en mode transmission (T7VD16-VD19), emprunté sans modification à [2]. En figue. La figure 2 montre un circuit d'un filtre à quartz. Il est réalisé selon un circuit en échelle utilisant des résonateurs importés utilisés dans les décodeurs TV.
Avec une bonne répétabilité, le filtre ne nécessite pratiquement aucun réglage. Ses principales caractéristiques sont les suivantes :
Le schéma GPA (A2) est illustré à la fig. 3.
L'oscillateur maître est réalisé sur un analogue d'une diode lambda, qui est assemblée sur les transistors VT2 et VT3. Les dispositifs de ce type ont un rendement élevé, une bonne stabilité de température, une amplitude de signal de sortie relativement importante et, surtout, stable. L'oscillateur maître est alimenté par un stabilisateur à base d'éléments VT1 et DA1. Le transistor VT4 est un amplificateur tampon à large bande. Le microcircuit DD1 permet d'obtenir la même amplitude de tension RF en sortie du générateur sur toute la plage de fréquence. Le générateur est reconstruit par un double KPES11 en parallèle auquel des condensateurs supplémentaires sont connectés par des contacts relais K1 - K5. Dans le tableau 1 montre les fréquences couvertes par le VFO lorsqu'il fonctionne sur différentes plages, ainsi que les désignations de position des éléments correspondants.
Le relais K5 et le condensateur C10 sont inclus au cas où, lors de la répétition de la conception, on souhaite introduire une plage supplémentaire. Varicap VD2 possède un circuit de désaccord qui est activé par les contacts du relais K6. En figue. La figure 4 montre un schéma de l'amplificateur de signal GPA (bloc A3). Il s'agit d'un amplificateur large bande avec rétroaction négative. De tels amplificateurs ont un faible niveau de bruit, une faible inégalité de réponse en fréquence, une impédance d'entrée et de sortie faiblement dépendante de la fréquence (proche de 50 Ohms) et une plage dynamique relativement large [3].
L'oscillateur de référence A4 est réalisé selon un circuit capacitif de trois tonnes avec stabilisation de fréquence à quartz. Son schéma est sur la Fig. 5.
En ajustant l'inductance de la bobine L1, connectée en série avec le résonateur à quartz ZQ1, vous pouvez abaisser la fréquence du générateur. Le condensateur de connexion C1 augmente sa fréquence. C'est ainsi que la bande latérale de travail est inversée. L'amplificateur AGC (bloc A5) est à deux canaux. La puce DA1 et les diodes VD1 et VD2 (Fig. 6) surveillent les signaux avec un niveau supérieur à 9 points, et DA2 et VD5VD6 surveillent les signaux avec un niveau de 3 à 9 points. L'unité sur le transistor VT1 permet de réguler le temps de décharge du condensateur C8 et d'éviter le « claquement » de l'AGC.
Bloc A6 - Chemin de réception UHF. Son circuit est identique à celui de l'amplificateur VFO et est donc représenté sur la Fig. 7 sous la forme d'un module commutable.
Bloc A7 - filtres passe-bande fonctionnant à la fois en réception et en émission. Le schéma et la conception du bloc sont entièrement empruntés à (4). Seules les données de conception et de bobinage des circuits ont été modifiées, ce qui sera discuté un peu plus tard. Le bloc A8 (Fig. 8) comprend un commutateur d'antenne (réception/émission), un atténuateur commutable du trajet de réception et des étages préliminaires de l'émetteur.
En mode réception, le signal de l'antenne via les contacts normalement fermés du relais K1 est fourni aux contacts du relais K2 de l'atténuateur, qui est monté sur les résistances R1-R3. Si nécessaire, l'atténuateur est activé en appliquant une tension à la bobine du relais K2. Ensuite, le signal via les contacts normalement fermés du relais K3 entre dans le bloc A7. En mode transmission, le signal du bloc A7 via les contacts du relais K3 est fourni à un amplificateur large bande réalisé sur les transistors VT1-VT3. Les chaînes R4R6C2 et R21C15 ajustent la réponse en fréquence de l'amplificateur. Le circuit de l'amplificateur de puissance A9 (Fig. 9) est emprunté pratiquement inchangé à celui de [5].
Le schéma de l'ensemble filtre passe-bande A7 (voir la première partie de l'article) est présenté sur la Fig. dix.
Les filtres passe-bas A10 (Fig. 11) et le filtre CW A12 (Fig. 12) ont été empruntés pratiquement inchangés à ceux de [5].
La base du générateur CW A11 (Fig. 13) était le circuit de l'oscillateur maître avec décalage de fréquence du bloc A4.
La manipulation s'effectue en court-circuitant l'émetteur du transistor VT1 avec un fil commun à travers la chaîne R3R4C5C6, qui forme la montée et la descente du colis télégraphique. Le stabilisateur d'alimentation A13 et l'indicateur de tension RF dans l'antenne A14 n'ont pas de caractéristiques particulières. Leurs schémas sont présentés sur la Fig. 14 et 15 respectivement.
Le schéma d'interconnexion de l'émetteur-récepteur et l'objectif des commandes sont illustrés à la Fig. 16.
Tous les blocs émetteurs-récepteurs sont fabriqués sur des cartes de circuits imprimés en fibre de verre double face. L'émetteur-récepteur utilise des pièces largement utilisées : des résistances fixes telles que MLT et S1-4, des résistances accordées - SPZ-19, SPZ-22, SP4-1. Résistances de réglage des commandes principales (Fig. 15) - SP-1 et SPZ-12. Condensateurs permanents de types KM, KLS, KD, K10-17v, condensateurs à oxyde - K50-16, K50-35, K50-29. Les condensateurs de l'oscillateur maître du bloc A2 (GPA) sont de type KSO ou SGM (groupe G). Condensateur variable C11 - type KPE-2 (2x12...495 pF), dans lequel les plaques de rotor et de stator « deux à un » ont été supprimées. Interrupteurs : SA1 - biscuit 11PZN, SA2 - SA8 - interrupteurs à microbascule MTD1, SA9 - interrupteur à bascule T1. Relais en blocs : A1-A2 - RES49 (passeport RS4.569.425) ; A4, A7, A12 - RES49 (passeport RS4. 569.423) ; A7 et K1, K2 sur la Fig. 15 - RES47 (passeport RF 4.500.417). Dans le bloc A8, relais K1 - RES47 (passeport RF4.500.419), K2 - RES60 (passeport RS4.569.438), K3 - RES55A (passeport RS4.569.602). Les données d'enroulement des inducteurs des blocs A7 et A10 sont données dans le tableau. 2 et 3, respectivement, les données des bobines et des transformateurs des blocs restants sont dans le tableau. 4.
La bobine L1 GPA est enroulée sur un cadre en céramique, pré-enduit d'une fine couche de colle BF-2. Après l'enroulement, la bobine doit être séchée à une température d'environ +100°C, en la plaçant au four pendant une heure. La conception de l'une des bobines du bloc A7 est illustrée à la Fig. 17.
Comme cadre, un morceau de câble coaxial d'un diamètre extérieur de 12 mm a été utilisé, dont l'âme centrale et la tresse ont été retirées. Déplacer les bobines L1 et L3 par rapport à L2 permet d'ajuster la réponse en fréquence du filtre. Sur la fig. 18 et 19 montrent la conception du transformateur amplificateur de puissance T1.
Des tubes de cuivre situés à l'intérieur des noyaux magnétiques de ferrite forment l'enroulement du transformateur dans le circuit de drain du transistor. L'enroulement secondaire est constitué de deux tours de fil MGTF 0,35. Noyaux magnétiques en ferrite M600NN, taille standard K 10x7x12 mm. Le transformateur de l'alimentation de l'émetteur-récepteur est réalisé sur la base de la norme TS-160. Ses enroulements secondaires sont retirés et de nouveaux sont enroulés à leur place - 2x75 tours de fil PEV-21,5 (II-II`) et 2x2 tours de fil PEV-2 0,4 (III-III`). Des croquis de la conception de l'émetteur-récepteur sont illustrés à la fig. vingt.
Dans un premier temps, l'émetteur-récepteur est configuré en mode réception. et démarrez-le en vérifiant les tensions de sortie de l'alimentation au ralenti (les composants de l'émetteur-récepteur sont éteints). Après vous être assuré de son bon état de fonctionnement et de la présence des tensions indiquées sur le schéma, connectez tous les blocs, à l'exception des circuits +40 V. Dans le générateur de plage lisse, la résistance d'accord R3 permet d'obtenir un fonctionnement stable de l'oscillateur maître. Ensuite, en sélectionnant les condensateurs C4 - C10, les gammes sont « empilées » selon le tableau. 1. La compensation thermique, si nécessaire, est réalisée selon une méthode décrite à plusieurs reprises dans la littérature radioamateur. En sélectionnant le condensateur C16, la plage de désaccord requise du générateur est établie, et en sélectionnant le condensateur C12, une forme de signal proche d'une onde carrée est obtenue aux sorties des éléments DD1.2 et DD1.3. Si le transistor VT4 surchauffe, une résistance d'une résistance de 100...200 Ohms doit être connectée à son circuit source. À l'aide de la résistance d'ajustement R8, la tension RF à la sortie de l'amplificateur GPA (A3) est réglée entre 1,5...1,7 V. En sélectionnant le condensateur C6 dans l'oscillateur à quartz de référence (bloc A4), une tension de sortie de 0,7... On atteint 1 V. Ensuite, la fréquence du générateur est « émise » sur la pente inférieure de la caractéristique du filtre à quartz en ajustant la bobine L1, et vers la pente supérieure en ajustant le condensateur C1. La configuration de la carte principale A1 commence par régler le courant de repos du transistor VT2 entre 25 et 30 mA en sélectionnant la résistance R8. Après cela, en sélectionnant la résistance R21, ils s'assurent que le collecteur du transistor VT6 a une tension de +6 V. En déconnectant l'entrée du bloc AGC de la carte principale, le réglage de la résistance R14 du bloc A5 règle la tension sur la broche 3 de la carte principale à +3,5 V. En appliquant un signal avec un niveau GSS de 1...1 mV (n'importe quelle plage de fonctionnement) à la broche 10 du bloc A20 et en ajustant le circuit L7L8 avec le noyau, le niveau maximum du signal basse fréquence à la sortie de l'émetteur-récepteur est atteint. . Le filtre à quartz est adapté en sélectionnant les résistances R9 et R12. La résistance de la résistance R12 doit être égale à Rin du filtre et la résistance de la résistance R9 doit être de 4Rin puisqu'un transformateur de résistance 2:1 est inclus dans le circuit de drain du transistor VT4 du bloc A1. Si ces conditions ne sont pas remplies, la réponse en fréquence du filtre sera déformée en mode transmission. Après cela, vous devez rétablir la connexion entre l'entrée AGC et la carte principale. La procédure de configuration des filtres passe-bande est décrite de manière suffisamment détaillée dans [4]. Avant de configurer le bloc A5, le régulateur de gain IF (résistance R2 sur la Fig. 16) est déplacé vers la position inférieure selon le schéma. À l'aide de la résistance d'ajustement R15 du bloc A5, vous devez régler la flèche de l'appareil PA1 (S-mètre) sur la dernière division de l'échelle, puis déplacer la commande de gain IF vers la position supérieure. Le curseur de la résistance ajustée R1 doit être à environ 1/3 de la position inférieure selon le schéma, et R8 doit être en position médiane. La diode VD3 doit être temporairement dessoudée. En appliquant un signal d'un niveau de 3 μV du GSS à l'entrée de l'émetteur-récepteur et en ajustant la résistance R7, l'aiguille du S-mètre est déviée de 1...3 divisions d'échelle. Si cela ne peut pas être fait, vous devez augmenter la sensibilité du nœud en ajustant la résistance R1. Avant la prochaine étape de configuration, vous devez souder la diode VD3 en place et retirer la diode VD7. En augmentant la tension du signal du GSS jusqu'à un niveau de 50 μV, utilisez la résistance d'ajustement R4 pour placer la flèche de l'appareil à l'extrême droite. Ensuite, la diode VD7 est soudée en place. En appliquant brièvement un signal avec un niveau GSS de 50 μV à l'entrée de l'émetteur-récepteur, le réglage de la résistance R8 définit le temps de retard pour la libération de l'AGC qui est le plus confortable pour l'audition. Pour configurer les étages de sortie, on rétablit le circuit d'alimentation +40 V. L'équivalent d'une charge de 1 Ohms d'une puissance de 50...25 W est connecté à la prise d'antenne XW30. A ce stade, il est nécessaire de déconnecter temporairement les blocs A7 et A8. L'émetteur-récepteur est commuté en mode transmission, et en sélectionnant la résistance R17 dans le bloc A8, une tension de +3 V est réglée sur le collecteur du transistor VT20. Dans l'amplificateur de puissance A9, en ajustant la résistance R2, il faut s'assurer que le repos le courant du transistor VT1 est compris entre 250 et 300 mA. En appuyant sur la touche télégraphique et en réglant la bobine L1 du générateur CW (bloc A11), un signal d'une fréquence d'environ 1 kHz est établi dans les téléphones. Après cela, la connexion entre le DFT et la carte pilote est rétablie. Les filtres passe-bas A7 sont ajustés en décalant ou en écartant les spires des bobines des gammes correspondantes et en sélectionnant les condensateurs, en se concentrant sur les lectures maximales de l'indicateur de tension RF (A 14) en mode de transmission d'un signal CW continu. Si la puissance de l'émetteur-récepteur chute sur les bandes HF, il faut sélectionner le condensateur C9 dans le bloc A8. La configuration de l'émetteur-récepteur est décrite ici de manière simplifiée. Des recommandations plus détaillées peuvent être trouvées dans [1 - 5] L'émetteur-récepteur utilise une balance numérique de V. Krinitsky, dont une description est donnée dans la collection « Les meilleurs designs des 31e et 32e expositions de la créativité des concepteurs radioamateurs » (Maison d'édition DOSAAF, 1989). littérature
Auteur : V.Gladkov (RW4HDK)
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Commentaires sur l'article : Arthur Merci, un article merveilleux et utile pour ceux qui veulent construire un appareil reproductible! 73 !
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