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ENCYCLOPÉDIE DE LA RADIOÉLECTRONIQUE ET DU GÉNIE ÉLECTRIQUE Émetteur-récepteur DM-2002. Encyclopédie de la radioélectronique et de l'électrotechnique
Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique / Radiocommunications civiles "Il n'y a pas de "petites choses" dans une bonne conception, et même l'alimentation électrique nécessite la même attention que le chemin principal", explique l'auteur de cet émetteur-récepteur, Kir Pinelis (YL2PU). Beaucoup de gens connaissent ses précédentes conceptions d'émetteurs-récepteurs à ondes courtes - "Largo-91" et "D-94". Dans son nouveau développement, l'auteur a réussi à obtenir des caractéristiques du chemin de réception comparables et, à certains égards, supérieures aux caractéristiques des meilleurs récepteurs professionnels. L'expérience a montré qu'il est possible de fabriquer un bon émetteur-récepteur à la maison. Les nombreuses années de travail de l'auteur aideront un radioamateur moyennement qualifié à construire un bon chemin de réception radio. Avant de commencer à répéter cet émetteur-récepteur, rafraîchissez encore une fois votre mémoire de quelques prémisses théoriques [1-3], qui ont constitué la base de la construction de son chemin de réception. L'attention de l'auteur s'est concentrée sur l'obtention de caractéristiques dynamiques élevées du récepteur, comme principales, en tenant compte de la congestion moderne des émissions de radio amateur (malheureusement, pas seulement des stations amateurs) et de la forte densité de stations dans certaines villes. La version proposée de l'émetteur-récepteur a été développée par l'auteur sur la base des recommandations pour la construction d'un chemin de réception de haute qualité énoncées dans [1, 2], à savoir : a) construire un chemin avec une seule conversion de fréquence ; b) avant le premier filtre de sélection principal, le gain minimum requis doit être fourni tout en maintenant la linéarité sur toute la plage du signal ; c) aucun ajustement et éléments non linéaires avant le premier FOS ; d) uniquement des mélangeurs équilibrés passifs de haut niveau ; e) le niveau de bruit de son propre oscillateur local doit être inférieur d'au moins 3 dB au trajet de bruit du trajet de réception ; f) utiliser des filtres de haute qualité pour la sélection principale et, au niveau de la plage d'entrée du récepteur, également des filtres de haute qualité avec un rapport de fréquence inférieur à 1:2 ; g) pour garantir des paramètres dynamiques élevés, assurer la même sélectivité élevée (> 140 dB dans le canal adjacent), sous réserve d'un minimum de bruit de phase et de sélection séquentielle. Lors des tests et des mesures des principaux paramètres de l'émetteur-récepteur, effectués par Peter Brecht (DL40BY) et Uwe Loebel (DL1DSL) dans le laboratoire de Stabo Elektronik GmbH&KoG à Hildesheim (Allemagne), des recommandations ont été formulées sur l'utilisation d'un ultra- mélangeur de haut niveau et sur les caractéristiques de son installation, qui ont permis d'augmenter les paramètres de blocage. L'émetteur-récepteur "DM-2002" vous permet de faire fonctionner le téléphone (SSB) et le télégraphe (CW) sur l'une des neuf bandes amateurs KB. Données techniques principales:
Une petite parenthèse théorique... Selon [3], la plage dynamique du signal unique (DB0) caractérise le mieux le fonctionnement du récepteur en conditions réelles, puisqu'elle permet d'estimer le niveau maximum d'interférences qui dégrade la réception, et montre la résistance du récepteur aux phénomènes de « colmatage » (blocage) et modulation croisée. DB1 est limité par le bas par le bruit minimum du récepteur : Prf = (-174) + Frx + (101g Bp), où Frx est le bruit propre du récepteur <10 dB ; Вp - bande passante du filtre de sélection principal du récepteur en Hz ; et en haut - les limites de la partie linéaire des caractéristiques de ses cascades IP3, c'est-à-dire le point auquel le signal à la sortie du récepteur commence à diminuer (de 3 dB) lorsque le signal d'interférence atteint son niveau maximum. Pour plus de clarté, regardons la Fig. 1 extrait de [2].
L'intervalle séparant le point IP3 du niveau de bruit du récepteur Prf doit être le plus grand possible, car il détermine deux paramètres : la plage dynamique de blocage DB et la plage dynamique d'intermodulation DB3. DB1 est la plage de linéarité de la réponse dynamique du récepteur ; DB3 est la gamme de traitement « sans intermodulation » d'un signal bicolore symétrique. La limite inférieure des deux plages dynamiques est Prf. La plage dynamique d'intermodulation est plus importante car elle est déterminée par le niveau de puissance Ps3 de l'interférence d'intermodulation inhérente du troisième ordre se produisant inévitablement dans le récepteur, qui coïncide avec Prf. Lorsque Ps3 = Prf, le niveau d'interférence (bruit et intermodulation) augmente de 3 dB, entraînant une dégradation de la sensibilité seuil du récepteur de ces 3 dB. Explications pour la fig. une:
L'émetteur-récepteur est réalisé selon un circuit superhétérodyne avec une conversion de fréquence. Son schéma fonctionnel est présenté sur la Fig. 2. L'appareil se compose de quatorze unités fonctionnelles structurellement complètes A1 - A14.
Lors de la réception d'un signal de l'antenne, à travers l'un des filtres passe-bas situés dans le nœud A1 et un atténuateur à deux liaisons situé dans le nœud A2, il entre dans le nœud A3. Dans le nœud A3 se trouvent des filtres passe-bande de portée, communs, comme le filtre passe-bas, pour fonctionner à la fois en réception et en émission. Ensuite, le signal entre dans le nœud A4-1, où se trouvent le premier mélangeur émetteur-récepteur, deux étages du préamplificateur, le premier filtre de sélection principal, ainsi que les étages tampon de l'IF, de l'oscillateur local et du chemin de transmission. Le premier mélangeur de l'émetteur-récepteur est réversible, commun aux voies de réception et d'émission. Au choix de l'opérateur, il peut fonctionner selon deux modes : passif ou actif, avec un gain allant jusqu'à +4 dB. Une tension d'oscillateur local sinusoïdal (VFO) est fournie au mélangeur via un amplificateur à large bande. Pourquoi pas un méandre ? Oui, un méandre idéal avec des fronts inférieurs à 4 ne serait pas mauvais si... Voilà la pierre d'achoppement ! Obtenir des fronts de 4 ou moins avec un rapport cyclique de un est un gros problème technique et toute mini-inductance ou mini-réactance crée des problèmes d'étalement des fronts (cela inclut l'installation et bien plus encore...). N'oubliez pas non plus les fuites harmoniques de ces fronts « raides ». Même s’il n’y a pas de fuite directe, cela contribuera sans aucun doute au bruit du chemin. Bien sûr, tout cela peut être résolu dans un environnement industriel, mais pas chez soi, à genoux... salut ! Une attention particulière dans le chemin de réception de l'émetteur-récepteur est accordée à la répartition optimale du niveau du signal à travers les cascades et à l'obtention de valeurs maximales de rapport signal/bruit. Deux cascades de préamplificateurs, situées devant le premier FOS, compensent l'atténuation totale dans le filtre passe-bas, le DPF et le mélangeur. L'émetteur-récepteur utilise un circuit de sélection de signal FI séquentiel. Un argument fort en faveur d'une telle solution est la recommandation donnée dans [3] : "Dans un récepteur correctement conçu, l'atténuation FOS en dehors de la bande passante devrait être égale à la valeur d'un récepteur DD à signal unique. Augmenter l'une de ces valeurs sans augmenter l'autre est pratiquement inutile. ... De plus, le gain total de l'amplificateur doit être inférieur à l'atténuation du FOS en dehors de la bande passante, sinon les forts signaux hors bande s'amplifieront avec les faibles utiles et gêner la réception." En d'autres termes, afin d'obtenir un niveau de blocage du signal (plage dynamique d'un signal unique) de 130...140 dB, le FOS doit également fournir une atténuation au-delà de la bande passante de 130...140 dB (au moins pour les canaux ±5 ...10 kHz du signal). Par conséquent, plus le numéro de blocage est élevé, plus les performances de DB3 sont élevées. Comme vous pouvez le constater, il est impossible de résoudre ce problème avec un seul filtre. La solution est la suivante : faire en sorte que le FI ne gagne pas plus de 50...60 dB, et en sortie du trajet, comme élément de connexion entre le FI et le détecteur, installer un deuxième filtre, et non un média « propre » -up", mais un filtre à part entière, similaire au premier FOS. Il est tout naturel que les caractéristiques des filtres soient identiques. D'après des calculs grossiers, avec une atténuation hors bande du filtre, par exemple 80 dB, et un gain FI = 50 dB, il ne reste que 30 dB de la sélection du premier filtre, ce qui est clairement petit pour le trajet . Mais lorsque nous activons un autre filtre similaire, nous obtenons 30+80=110 dB. Dans un émetteur-récepteur équipé de filtres réalisés par l'auteur, la sélectivité dans le canal adjacent (avec un désaccord de ±5 kHz par rapport à la bande) était de 150 dB. Cette pratique de construction d'un chemin IF est utilisée par l'auteur dans son troisième développement. Ainsi, après le premier FOS et l'amplificateur large bande suivant, qui compense les pertes dans le filtre, le signal reçu entre dans le nœud A4-2. Le nœud A4-2 contient l'amplificateur principal, le deuxième FOS pour SSB et CW, un détecteur et un ULF préliminaire. Le signal du générateur de fréquence de référence est fourni au détecteur à partir du nœud A6-2. Ensuite, le signal reçu entre dans le nœud A5, où il est amplifié et traité à basse fréquence. Le nœud A5 contient un filtre passe-bas passif avec une bande passante d'environ 3 kHz et un filtre actif avec une bande passante de 240 Hz pour une sélection accrue en mode CW. Les amplificateurs finaux ULF et AGC s'y trouvent également. Le système AGC contrôle uniquement l'AGC principal. Il n'y a aucun ajustement dans les étapes préliminaires du FI, car ils contredisent les lois de construction d'un chemin linéaire. En mode transmission, le signal du microphone entre dans le nœud A6-1. Il se compose d'un amplificateur de microphone et d'un processeur « Speech » sur deux EMF. Ensuite, le signal entre dans le nœud A6-2, où se trouvent les oscillateurs de référence des bandes supérieure et inférieure, un shaper et un amplificateur réglable du signal DSB, ainsi qu'un shaper du signal CW. À partir de la sortie du nœud A6-2, le signal DSB ou CW généré va au nœud A4-2. Ici, le signal passe à travers l'un des filtres - soit à large bande, avec sélection de signal SSB, soit à bande étroite CW. Ensuite, le signal entre dans le mélangeur du nœud A4-1, où il est transféré vers l'une des fréquences de fonctionnement de l'émetteur-récepteur. Après avoir traversé le DFT, nœud A3, le signal est amplifié par l'amplificateur de puissance de l'émetteur-récepteur situé au nœud A2. Ensuite, à travers le filtre passe-bas du nœud A1, le signal entre dans l'antenne. Le nœud A1 est chargé de commuter les éléments de commutation de plage dans les nœuds A3, A9 et les blocs d'oscillateurs locaux. Le nœud A7 contient VOX, anti-VOX et des touches qui génèrent des signaux de contrôle pour les modes de réception (RX) et de transmission (TX) de l'émetteur-récepteur. Un émetteur-récepteur moderne de haute qualité comprend un synthétiseur de fréquence comme oscillateur local. À l'heure actuelle, pour un récepteur doté d'une large plage dynamique et d'une sensibilité élevée, il est extrêmement difficile de construire chez soi un synthétiseur avec un faible bruit de phase. C'est le bruit de phase qui affecte la sélectivité du canal adjacent, et pour notre émetteur-récepteur, cet indicateur devrait être à un niveau >-140 dB/Hz, ce qui n'est pas tout à fait réaliste. Une alternative est l'utilisation d'hétérodynes LC conventionnels associés à un système de maintien de la stabilité de fréquence (FLL+DPKD), ce qui facilite la répétition à la maison. Les paramètres déclarés du récepteur émetteur-récepteur ont été obtenus à l'aide d'hétérodynes LC conventionnels, qui présentent un bruit de phase minimal. Après eux, des filtres passe-bas d'au moins 5ème ordre étaient nécessairement utilisés. Il existe deux oscillateurs locaux de ce type dans l'émetteur-récepteur, les nœuds A12 et A13. L'utilisation d'un système de contrôle de fréquence proportionnel pour l'un des oscillateurs locaux, le nœud A10, a permis d'obtenir une stabilité meilleure que 10 Hz/h. Dans le nœud A8 se trouvent un diviseur de fréquence pour l'oscillateur local A12 et un filtre passe-bas commun aux deux générateurs. Nœud A11 - balance numérique. L'émetteur-récepteur est alimenté par le nœud A14. Les parties numériques et analogiques de l'émetteur-récepteur sont alimentées par des sources et des stabilisateurs séparés. Des stabilisateurs locaux de faible puissance sont également utilisés sur les cartes émetteurs-récepteurs. Tous les nœuds émetteurs-récepteurs seront décrits plus en détail dans les sections pertinentes. Nœud A1. Filtres passe-bas Le circuit (Fig. 3) se compose de cinq filtres passe-bas du 5ème ordre. Pour les plages de 7 à 28 MHz, des filtres passe-bas elliptiques sont utilisés, car ils ont une pente accrue.
Nœud A2. Amplificateur de puissance de l'émetteur. L'amplificateur de puissance à large bande de l'émetteur-récepteur (Fig. 4) est à deux étages. A l'entrée de l'amplificateur, un atténuateur R2-R4 avec une atténuation de -3 dB est activé. Le mode de fonctionnement du transistor VT2 est défini en coupant la résistance R12.
Pour éviter l'auto-excitation du transistor VT2, un anneau de ferrite est placé sur sa borne de drain. Les relais K1 et KZ connectent l'entrée et la sortie de l'amplificateur au chemin du signal en mode transmission. Les relais K4 et K5 incluent les sections d'atténuateur -10 dB (R19-R21) et -20 dB (R22-R24) dans le circuit de signal en mode réception. Les atténuateurs sont séparés du PA par une cloison de blindage. Les éléments R17, VD3, R18, C16, C17 sont des circuits permettant d'indiquer la puissance de sortie de l'émetteur-récepteur. L'auteur a testé l'amplificateur avec deux transistors KP907A connectés en parallèle, ainsi qu'avec deux KP901A. Dans les deux cas, la puissance de sortie était d'environ 40 W, avec un courant d'étage de sortie d'environ 1 A. L'utilisation du KP901A n'est pas souhaitable, car elle ne permet pas d'obtenir une réponse en fréquence uniforme de l'amplificateur. Même la sélection de transistors et d'éléments de correction dans le premier étage n'élimine pas une baisse de la réponse en fréquence supérieure à 15 MHz. Trois amplificateurs fabriqués consécutivement sur le KP907A ont montré une bonne répétabilité et la réponse en fréquence n'a pas eu besoin d'être ajustée. Nœud A3. Filtres d'entrée (DFT). Pour couvrir toutes les plages, sept filtres de la structure 3 ont été utilisés [5]. Le schéma du filtre est présenté sur la Fig. XNUMX.
La conception des filtres d'entrée doit être abordée de manière très responsable, car l'atténuation dans la bande, et donc le rapport signal/bruit, dépendra de la qualité de leur fabrication et de leurs réglages. Le facteur de qualité de toutes les bobines ne doit pas être inférieur à 200, et de préférence supérieur... Pour des raisons de conception, le chemin radio principal de l'émetteur-récepteur est divisé en deux nœuds : A4-1 et A4-2. Le nœud A4-1 (Fig. 6) contient le premier mélangeur, les préamplificateurs IF, le premier filtre de sélection principal, l'amplificateur de signal d'oscillateur local, l'amplificateur de signal de chemin de transmission et le commutateur de signal. Le gain total de cette partie du trajet radio ne dépasse pas 10 dB. Toutes les étapes du nœud utilisent la technologie 50 ohms.
En mode réception, le signal du DFT (voir Fig. 5 dans la première partie de l'article) est envoyé à la broche 1 du nœud A4 - 1. A l'entrée du chemin pour supprimer les interférences radio à la fréquence intermédiaire du émetteur-récepteur (8,862 MHz), un filtre coupe-bande L1C1, ZQ1 - ZQ3 est activé. Le premier mélangeur de l'émetteur-récepteur est réversible, commun aux voies de réception et de transmission. Il est réalisé selon un circuit équilibré sur des transformateurs à large bande T1 - TZ et un microcircuit DA1 de type KR590KN8A, illustré à la Fig. 6 comme deux transistors. Le microcircuit KR590KN8A est un commutateur analogique à quatre canaux haute vitesse ; quatre transistors à effet de champ présentant les mêmes caractéristiques sur un substrat commun. Les transistors du microcircuit sont inclus dans le circuit mélangeur en parallèle, deux dans chaque bras (sur la figure 6, les numéros de broches du microcircuit sont indiqués entre parenthèses). Cette inclusion a permis d'obtenir une faible résistance du drain - source à canal ouvert des transistors, inférieure par exemple à celle du KP905, ce qui a considérablement réduit les pertes dans le mélangeur en mode passif. Comme déjà mentionné, le mélangeur peut fonctionner selon deux modes : passif et actif. Le mode actif du mélangeur, avec un gain de +3...4 dB, est activé en appliquant une tension d'alimentation de +15 V à la broche 2 du nœud A4 - 1. Un signal d'oscillateur local sinusoïdal, préalablement amplifié à un niveau de 3...4 V par un amplificateur à large bande sur le transistor VT2, est fourni aux grilles des transistors mélangeurs via le transformateur symétriseur TZ. La tension du signal de l'oscillateur local fourni à l'entrée de l'amplificateur, broche 4 du nœud A4 - 1, ne doit pas dépasser 200 mV. Le circuit d'adaptation L2, C17, R17, L3, C16, appelé diplexeur, est connecté à la sortie du mélangeur. Ses tâches sont d'améliorer la plage dynamique du mélangeur, de mettre en évidence le signal de fréquence intermédiaire et de débarrasser au maximum les étages suivants de l'amplificateur du « bouquet » de produits de conversion. Le signal IF sélectionné, via un interrupteur sur la diode VD2, est envoyé à des préamplificateurs hautement linéaires et à faible bruit réalisés sur les transistors VT3, VT4 selon un circuit amplificateur à rétroaction négative réactive [1]. Les amplificateurs de ce type ont une sensibilité élevée et une large plage dynamique. Pour augmenter la stabilité de fonctionnement, les étages amplificateurs sont stabilisés par rapport au courant de base. Aussi, pour éviter l'excitation aux fréquences micro-ondes, des anneaux de ferrite sont placés aux bornes des collecteurs des transistors VT3, VT4, indiqués sur le schéma - FR. Pour affaiblir le coefficient de rétroaction du signal, les amplificateurs sont isolés les uns des autres via un atténuateur sur résistances R25 - R27 avec une valeur d'atténuation de 3 dB. Le filtre de sélection principal ZQ4 est connecté à la sortie de l'amplificateur sur le transistor VT8 via le transformateur élévateur T4. Le circuit du filtre est illustré à la Fig. 7.
Il est réalisé selon un circuit de filtre en échelle à plusieurs étages utilisant sept résonateurs à quartz ZQ1 - ZQ7. Le prototype a été "vu" dans les circuits d'anciens récepteurs militaires de type R-154 ("Amur", "Molybdenum"), qui utilisaient d'anciens cristaux de mauvaise qualité à 128 kHz. Sur des résonateurs modernes conçus pour les décodeurs de télévision PAL/SECAM, on a obtenu des filtres présentant les caractéristiques suivantes :
Des résonateurs représentés sur le schéma en pointillés peuvent être installés si la pente des pentes du filtre est insuffisante. Après le filtre, le signal traversant le transformateur abaisseur T9 est envoyé à un amplificateur à large bande sur le transistor VT5. Le transistor est connecté selon un circuit à grille commune, fonctionne avec un courant de drain relativement élevé, présente un faible bruit intrinsèque et une large plage dynamique. Sa tâche est de compenser l'atténuation du filtre et des transformateurs. De la prise du transformateur T10 via le condensateur C3O et la broche 8 du nœud, le signal reçu est fourni à l'amplificateur principal, nœud A4 - 2. En mode transmission, le signal CW ou SSB généré dans le nœud A4 - 2 est fourni à la broche 3 du nœud A4 - 1, l'entrée de l'amplificateur large bande du chemin de transmission, réalisé sur le transistor VT1. À partir de la sortie de l'amplificateur, le signal via le condensateur C5 et l'interrupteur de la diode VD1 est envoyé au mélangeur T1 - TZ DA1, où il est transféré à l'une des fréquences de fonctionnement de l'émetteur-récepteur. Via la broche 1 du nœud A4, 1 signal est fourni au nœud A3 (DFT). Le passage du signal dans les sens correspondant aux modes de réception et d'émission est contrôlé par un interrupteur utilisant des diodes broches VD1VD2 de type KA507A. Les diodes sont déverrouillées lorsque la tension de commande est appliquée à la broche 6 (RX) ou à la broche 7 (TX) du nœud A9 de l'émetteur-récepteur. Le choix de ces diodes n'est pas accidentel. Lorsqu'ils sont ouverts, leur résistance est de 0,1...0,4 Ohm et ils peuvent transmettre une puissance jusqu'à 500 W. Les mêmes circuits fournissent une tension aux étages amplificateurs de l'unité, fonctionnant dans les modes appropriés. Le circuit de l'amplificateur FI principal, nœud A4 - 2, est illustré à la Fig. 8. La résistance de sortie du nœud A4-1 et la résistance d'entrée du nœud A4-2 sont d'environ 50 Ohms, ce qui leur permet d'être connectés avec un câble RF coaxial. L'étage d'entrée sur les transistors VT1, VTV, connectés selon un circuit à porte commune, a un faible gain, un faible bruit et une large plage dynamique. La cascade est chargée sur le circuit résonant L1C3, accordé sur la fréquence FI.
L'amplification FI principale est réalisée par un amplificateur à quatre étages utilisant des transistors à effet de champ à deux grilles VT2 - VT4, VT10. La tension aux premières grilles des transistors est stabilisée à +3 V par une diode Zener VD1. Les secondes grilles des transistors assurent un contrôle de gain manuel ou automatique (AGC), ainsi qu'un verrouillage automatique de l'amplificateur pendant la transmission. Pour ce faire, via la broche 2 du nœud, une tension de commande de 0 à +8 V du nœud A5 est fournie aux grilles des transistors. Le gain du trajet FI du nœud A4 - 2 ne dépasse pas 60 dB. Les cascades sur les transistors VT2, VT3, VT10 ont un K d'environ 16 dB chacune, une cascade sur VT4 - environ 6 dB. Le choix d'une telle distribution de gain est important, et le mode de ces étages est sélectionné en fonction de nombreuses exigences, les principales étant une caractéristique de contrôle AGC très linéaire de la deuxième porte et un mode de bruit doux de l'amplificateur. Pour les mêmes raisons de préservation de la linéarité, l'auteur a utilisé des transistors KP350 dans l'amplificateur, plutôt que le BF981 « exotique », qui ont une caractéristique de contrôle courte pour la deuxième porte, bien qu'ils aient de meilleurs paramètres de bruit. Entre les troisième (VT4) et quatrième (VT10) étages de l'amplificateur, les filtres ZQ1 (SSB) et ZQ2 (CW) sont inclus. Lors de la réception d'un signal, ils fonctionnent comme un deuxième FOS et lors de la transmission, ils agissent comme les principaux, formant le signal. Les filtres sont commutés par les contacts relais K1 et K2. Le circuit et les paramètres du filtre ZQ1 sont identiques à ceux du filtre ZQ4 dans le nœud A4 - 1. Le filtre à quartz à bande étroite pour le fonctionnement télégraphique ZQ2 est réalisé selon le circuit illustré à la Fig. 9, et présente les caractéristiques suivantes :
La résistance de sortie de la cascade sur le transistor VT4 et la résistance d'entrée sur VT5, VT10 sont d'environ 5 kOhm. Les faibles résistances d'entrée et de sortie des filtres ZQ1, ZQ2 sont adaptées à ces cascades en utilisant des unités réactives (circuits P) L8 - L11, C23 - C30. Cette option d'adaptation a permis de réduire fortement l'atténuation dans les filtres. De la charge du dernier étage de l'amplificateur, le circuit L4L5, le signal arrive au détecteur clé, le transistor VT12. Le signal de fréquence de référence est fourni à la grille du transistor via la broche 8 depuis le nœud A6. Le signal basse fréquence isolé dans le détecteur, via le filtre passe-bas C57L15C58, arrive au premier étage ULF, réalisé sur les transistors VT13, VT14, puis via le condensateur C61 jusqu'à la sortie du nœud, broche 7. Une attention particulière doit être payé à ce stade. Étant donné que toute la conversion et le traitement du signal dans le nœud A4 se produisent à de faibles niveaux (de 0,1 à 300 μV), l'amplificateur LF de l'émetteur-récepteur a une sensibilité très élevée et un gain élevé, environ + 74 dB. Et ici, à leur tour, des problèmes d’interférence surviennent. La cascade sur les transistors VT13, VT14 est appelée émetteur-suiveur Siklai complémentaire composite. Il présente des caractéristiques remarquables pour notre cas. Son coefficient de transmission est proche de l'unité sur toute la gamme des basses fréquences, l'impédance d'entrée est d'environ 1 MOhm, mais l'impédance de sortie n'est que de 1,5 Ohms, c'est à dire qu'il ne charge pas l'étage amplificateur qui le suit. Incroyable! Il s'avère que le signal entre en toute sécurité dans l'ULF principal, et quel type d'interférence peut-il y avoir si la source du signal a Rout = 1,5 Ohms, ou en d'autres termes, l'entrée ULF est court-circuitée ! En mode transmission, le signal DSB ou CW provenant du nœud A6 est fourni (via la broche 10) à un étage commuté du transistor VT8. Le fonctionnement de la cascade est contrôlé par un interrupteur sur le transistor VT9. Ensuite, le signal passe à travers l'un des filtres : soit ZQ1 avec séparation du signal SSB, soit télégraphe à bande étroite ZQ2. L'amplificateur cascode résonant sur les transistors VT5, VT6, suivant les filtres, a une faible capacité d'entrée, une bonne isolation entrée/sortie et un Ku d'environ 16 dB. Sur le transistor VT7 se trouve une clé qui contrôle le fonctionnement de la cascade pendant la transmission. Le signal vers le mélangeur de la carte A4 - 1 provient de la bobine de couplage L7 de l'amplificateur cascode. Pendant la transmission, on utilise l'un des filtres du seul nœud A4 - 2. Une tentative de transmission avec des filtres de deux nœuds connectés en série n'a pas été reflétée dans la conception de l'émetteur-récepteur en raison de la difficulté de lecture du signal par les correspondants. La cascade sur le transistor VT11 est conçue pour l'auto-écoute du signal pendant la transmission. Le niveau du signal d'auto-écoute est régulé en appliquant une tension de commande à la deuxième grille du transistor via la broche 9 du nœud. Le signal est retiré de la bobine de couplage L7 de l'étage de sortie du chemin de transmission du nœud A4 2 à travers les condensateurs C40 et C53. La chaîne VD2 - VD4, R20, C32, C3З, L12, ainsi que la diode VD5, permettent de découpler complètement les cascades commutées en tension de l'alimentation et d'éliminer les bruits de commutation, notamment dans les cascades contenant une inductance supérieure à 100 µH. Nœud A5. ULF principal et AGC Le signal basse fréquence de la sortie du nœud A4-2 est fourni à l'entrée du nœud A5 sur la broche 1 (Fig. 10).
Le premier étage ULF est réalisé sur la puce DA1 (KR538UNZA), un amplificateur à faible bruit spécialement conçu pour fonctionner avec des sources de signaux audiofréquence à faible impédance. Dans la variante de connexion standard utilisée, le microcircuit assure une amplification du signal jusqu'à +47 dB. La cascade qui le suit sur les transistors VT1 et VT2 (l'émetteur suiveur Siklai déjà familier) ne le charge pas. À partir de la sortie du répéteur, le signal est envoyé à un filtre passe-bande basse fréquence L1-L5C11-C15, qui sélectionne une bande de fréquence de 250...300 Hz à 3500...4000 Hz avec une atténuation aux bords meilleure que 30 dB. En d’autres termes, il s’avère quelque chose de similaire à l’EMF, mais uniquement en termes de LF. De telles caractéristiques du filtre n'ont été obtenues qu'avec une adaptation précise de ses résistances d'entrée et de sortie, égales à 204 Ohms, et la valeur de tolérance des éléments du filtre LC étant inférieure à 5 % [4]. L'entrée du filtre est connectée à la cascade de transistors VT1, VT2 via une résistance R5 connectée en série de 200 Ohms, et si l'on considère que le Rout de l'émetteur suiveur est de 1,5 Ohms, alors l'adaptation est presque parfaite ! Une résistance de charge R6 est également incluse à la sortie du filtre. Après le filtre, à travers les contacts normalement fermés du relais K1, le signal (point A sur la Fig. 10) va aux entrées d'un commutateur de signal basse fréquence à deux canaux - le microcircuit DA4. Là, en mode transmission, un signal d'auto-surveillance du signal télégraphique est envoyé depuis le nœud A6. La commutation du commutateur se produit lorsqu'un signal de commande est appliqué à la broche 4 du nœud A7 de l'émetteur-récepteur, c'est-à-dire lors du passage de la réception à l'émission. Depuis la sortie du canal 1 de la puce DA4, le signal est envoyé à l'entrée de l'amplificateur AGC (point B). De la sortie du canal 2 - à l'entrée de l'amplificateur de puissance (point C), réalisé selon un circuit de commutation typique sur le microcircuit DA5. A l'entrée PA, un contrôle de volume à distance est installé, réalisé sur un optocoupleur U1. Malgré la faible plage de réglage, cette option constitue une bonne alternative au potentiomètre classique avec ses longs fils de connexion, qui sont souvent source d'interférences et de bruit de fond. Pour augmenter la sélection lors de la réception de signaux télégraphiques et numériques, un filtre passe-bas actif est installé dans le nœud A5, réalisé sur les microcircuits DA2 et DA3. La bande passante du filtre aux niveaux de -6 dB et -20 dB est respectivement de 240 et 660 Hz. C'est largement suffisant même pour travailler en PSK, étant donné que le nœud A4-2 dispose également d'un filtre à quartz avec une bande passante de 800 Hz. Le filtre est connecté au circuit du trajet basse fréquence par les contacts de relais K1 (K1.1 et K1.2) lorsqu'une tension de +2 V est appliquée à la broche 15 du nœud. En principe, des potentiomètres doubles peuvent être installés dans le filtre actif afin de changer sa fréquence d'accord dans de petites limites ou, après avoir légèrement compliqué le circuit, faire un rejet, similaire au filtre « Mot.sp » [1,2]. L'amplificateur AGC est réalisé à l'aide de transistors VT3-VT8. Le signal, amplifié par des cascades sur VT3VT4, via des détecteurs de doublement de tension et un élément « ET » réalisé sur des diodes VD3-VD7, charge deux circuits RC avec des constantes de temps différentes - R18C36 et R19C35. Un signal de commande AGC est généré dans l'amplificateur CC du VT5VT6. La résistance de construction R7 à l'entrée de l'amplificateur est utilisée pour définir le niveau de réponse AGC. Dans l'émetteur-récepteur de l'auteur, ce niveau est d'environ 2 µV. La résistance de construction R22 régule la pente de la caractéristique de contrôle du système AGC. Le transistor VT5 ne doit pas être utilisé avec une pente élevée. La tension aux bornes de la résistance R21 à la source du transistor ne doit pas dépasser 1,2 V (référence pour le contrôle). La tension de commande AGC est supprimée du collecteur du transistor VT6 et un S-mètre est connecté à l'émetteur du transistor. Les cascades sur les transistors VT7 et VT8 fournissent un petit retard pour établir des processus transitoires pendant la transition de la réception à la transmission et inversement. Les tests pratiques de l'AGC ont montré les résultats suivants : lorsque le signal à l'entrée de l'émetteur-récepteur passait de 2 µV à 1 V, le signal de sortie ne changeait pas de plus de 5 dB, et avec un réglage plus minutieux - de pas plus de 3 dB. La plage de réglage de l'AGC était d'environ 114 dB, ce qui est largement suffisant pour un bon chemin de réception. Il est conseillé d'introduire une résistance d'une résistance de 1 Ohms dans le circuit de base du transistor VT6 (Fig. 560), en la connectant entre la borne de base et le fil commun. Cela simplifiera encore davantage le réglage du courant de repos de ce transistor. Le chemin de transmission de l'émetteur-récepteur commence par le nœud A6, qui est structurellement divisé en deux parties : les nœuds A6-1 et A6-2. Pour augmenter l'efficacité de la transmission du signal en mode SSB, l'émetteur-récepteur utilise un limiteur de signal, appelé processeur « parole », qui vous permet d'augmenter la puissance moyenne du signal SSB de 4 à 6 fois (6 .. 8 dB). Lors de la réalisation de conditions DXQSO ou QRM (QRN), le signal limité a une qualité supérieure et une bonne intelligibilité. Le nœud A6-1 est un tel dispositif, connecté entre le microphone et le pilote DSB de l'émetteur-récepteur. Le diagramme schématique de l'unité est présenté à la Fig. 11.
Le signal de fréquence audio du microphone est fourni à la broche 1 du nœud. Ensuite, via le condensateur C2 et un régulateur de niveau (une résistance variable connectée entre les broches 2 et 3 du nœud A6-1), le signal est envoyé à un amplificateur de microphone réalisé sur la puce DA1. Un microphone à électret est utilisé avec l'émetteur-récepteur, et la chaîne R1 - R3C1 fournit son alimentation. Le filtre passe-bas L1C4 atténue les interférences haute fréquence de son propre émetteur vers l'entrée de l'amplificateur du microphone et réduit ainsi le risque de son auto-excitation. Les contacts de relais K1 commutent les circuits de correction de l'amplificateur pour augmenter la réponse en fréquence dans la région de 300...3000 16 Hz à +150 dB. Le niveau du signal de sortie basse fréquence de l'amplificateur (200...9 mV) est réglé avec la résistance d'accord RXNUMX. Grâce à l'émetteur suiveur du transistor VT1, le signal est fourni à un circuit limiteur développé par B. Larionov (UV9DZ) [5]. Le transistor VT5 est le premier mélangeur de touches du limiteur RF. La porte VT5 reçoit un signal d'une amplitude d'environ 0,7 V provenant d'un oscillateur à quartz de référence réalisé sur les transistors VT3-VT4. Le circuit L2C25 du circuit source VT5 est réglé sur une fréquence de 500 kHz. Le signal à bande latérale unique isolé par le filtre électromécanique ZB1 est envoyé à un amplificateur-limiteur constitué d'un transistor à effet de champ VT6 et de diodes VD3VD4. Le degré de limitation est défini comme le rapport entre la tension RF au drain du transistor VT6 avec les diodes VD3VD4 déconnectées et la tension au même point après la connexion des diodes. Cette valeur est de 7...8 dB. La résistance trimmer R24 définit le gain en cascade sur VT4, qui maintient le niveau optimal du signal SSB avec un minimum de limitations. Ceci est important lorsque l'on compare le signal d'émission d'une radio aux niveaux d'écrêtage minimum et maximum. Pour supprimer le nombre accru d'harmoniques et de fréquences combinées, le signal passe par une seconde EMF ZB2, identique à la première. La cascade sur le transistor à effet de champ VT7 (Ku = 6... 10 dB) compense l'atténuation dans les filtres, mais avec de bonnes CEM, elle ne peut pas être installée. Le signal limité à bande latérale unique est envoyé au deuxième mélangeur-détecteur clé sur un transistor à effet de champ VT8, dont la grille est également alimentée par un signal d'oscillateur de référence de 500 kHz. Le signal détecté et filtré est amplifié par un amplificateur opérationnel sur la puce DA2 et, via un émetteur-suiveur sur le transistor VT2, envoyé à l'unité de génération A6-2. Le niveau de sortie du processeur vocal est défini en coupant la résistance R35. Les relais K2 et KZ vous permettent d'exclure le processeur vocal du chemin de transmission. Cette option peut être nécessaire lors de la réalisation de QSO locaux, car le niveau du signal au point de réception est souvent élevé et la limitation peut réduire son intelligibilité. Le schéma du nœud A6-2, le pilote de tension de signal DSB et CW, est illustré à la fig. 12.
L'oscillateur à quartz de référence de la bande supérieure est réalisé à l'aide de transistors VT1VT2. L'inductance L1, connectée en série avec le résonateur à quartz ZQ1 (8862,7 kHz), permet d'ajuster avec précision le générateur à la fréquence correspondant au point de niveau -20 dB sur la pente inférieure de la réponse en fréquence du filtre de sélection principal. Depuis l'émetteur du transistor VT2, le signal de l'oscillateur de référence via un amplificateur tampon sur le transistor VT3 est envoyé à un modulateur équilibré réalisé sur les varicaps VD2VD3 et le transformateur T1. De plus, le signal de l'émetteur VT2 est transmis via la broche 2 du nœud au nœud A4-2 jusqu'au détecteur de clé. Le modulateur a une linéarité élevée et permet de supprimer la porteuse d'au moins 56 dB (testé à plusieurs reprises par l'auteur). Le modulateur est équilibré à l'aide des résistances d'accord R20 et R24. Grâce à un amplificateur sur le transistor VT8 (Ku = 6 dB), la tension du signal audiofréquence du nœud A6-1 est fournie au point médian de l'enroulement primaire du transformateur modulateur équilibré. La cascade fonctionne uniquement lorsque la tension d'alimentation est appliquée aux broches 15 et 16 à partir du commutateur pour le type de fonctionnement de l'émetteur-récepteur. Dans le même circuit, le relais K1 est installé, qui, avec ses contacts, connecte la sortie du modulateur équilibré au chemin de transmission. À partir de la résistance d'accord R50 dans le circuit émetteur VT8, le signal AF est fourni au circuit VOX situé au nœud A7. Un oscillateur de signal CW à quartz manipulé est réalisé sur le transistor VT9. La fréquence du résonateur à quartz ZQ3 est de 8863,5 kHz) supérieure à la fréquence du résonateur ZQ1 de 800 Hz, c'est-à-dire qu'elle se situe dans la bande de transparence du filtre de sélection principal de l'émetteur-récepteur. Le générateur CW est contrôlé via le circuit de base du transistor VT9 via les résistances R43, R44 à l'aide d'un circuit clé situé dans le nœud A7, qui génère les paramètres de temps nécessaires à la montée et à la descente du signal télégraphique, égaux respectivement à 5 et 7 ms. . Selon le type de fonctionnement SSB ou CW, un signal est fourni à la base du transistor VT4 via les contacts du relais K1 soit à partir d'un modulateur équilibré, soit à partir d'un oscillateur local télégraphique. Un amplificateur réglable du signal DSB et CW de l'émetteur est monté sur le transistor VT3. Le gain en cascade est ajusté en modifiant la tension à la deuxième grille du transistor à partir du régulateur de puissance de signal manuel (via la broche 5 du nœud A6-2) et à partir du circuit de commande ALC, réalisé sur le transistor VT10. La charge de la cascade est le circuit L4L5C26, réglé sur la fréquence IF. Un signal de sortie d'un niveau d'environ 5 V est retiré de la bobine de couplage L1, qui est fournie au préamplificateur IF et au filtre de sélection principal dans le bloc A4-2. L'oscillateur de référence sur les transistors VT6VT7 est utilisé pour écouter la bande inverse. La fréquence de son résonateur à quartz ZQ2 (8865,8 kHz), correspondant au point -20 dB sur la pente supérieure de la réponse en fréquence FOS, est ajustée avec précision par le condensateur C45. La puce DA1 contient un générateur de tonalité RC pour l'auto-surveillance du signal pendant le fonctionnement télégraphique et pour régler l'émetteur-récepteur en mode SSB (type de fonctionnement - « TUNE »). Le signal de ce générateur avec une fréquence de 800 Hz et un niveau d'environ 50 mV est transmis via la broche 11 du nœud à l'ULF de l'émetteur-récepteur, le nœud A5. Vous pouvez réduire ou augmenter le niveau du signal en sélectionnant la résistance R60. Lorsque vous travaillez avec un télégraphe, le générateur de tonalités est activé en envoyant des signaux positifs via le circuit « TX/KEY » de manière synchrone avec le générateur du VT9. Lors de la configuration de l'émetteur en mode SSB (« TUNE »), le signal du générateur de tonalité est transmis via un diviseur externe et un circuit de commutation à l'entrée microphone du nœud A6-1. Le nœud A7 contrôle la commutation de l'émetteur-récepteur en mode transmission à l'aide du dispositif de commande vocale VOX ou en appuyant sur une touche télégraphique ou une pédale. Le diagramme de nœuds est présenté sur la Fig. 13.
En mode réception, la tension d'alimentation de +15 V, fournie en permanence à la broche 11 du nœud, n'est présente qu'à la sortie de l'interrupteur commandé sur les transistors VT13 et VT14, broche 13 (RX). L'entrée du système VOX (broche 1 du nœud A7) est connectée à la sortie de l'amplificateur microphone de l'émetteur-récepteur (broche 7 du nœud A6-1). Travailler avec VOX est possible lorsqu'il est appliqué à la broche 3 du nœud A7 via le commutateur de tension d'alimentation correspondant +15 V. Amplifié par une cascade sur le transistor VT1, le signal AF est envoyé à un amplificateur limiteur réalisé sur le transistor VT2. La tension de limitation du signal, ou, en d'autres termes, le seuil de réponse du système VOX, est fixé par une résistance ajustée R4. Le signal limité est détecté par les diodes VD1, VD2 et, avec un niveau supérieur à deux volts, est fourni à la chaîne de synchronisation C7R9. La résistance ajustable R9 règle le temps de réponse du système de commande vocale entre 0,2 et 2 s. Ensuite, ce signal déclenche un vibrateur unique réalisé sur les transistors VT5, VT6, et à travers les étages inverseurs sur les transistors VT7, VT8, l'étage clé sur VT13 et VT14 se ferme, et l'étage sur les transistors VT11, VT12 s'ouvre et une tension de +12 V apparaît à la broche 15 du nœud (TX). La tension de cette sortie est fournie aux circuits émetteur-récepteur fonctionnant en mode émission. S'il n'y a pas de signal de l'amplificateur du microphone, après un temps déterminé par la chaîne RC C7R9, ces étages clés passent à l'état « inverse », une tension de +13 V (RX) apparaît sur la broche 15, et la tension sur la broche 12 devient zéro. Pour éviter que le mode d'émission ne soit activé par les sons entrant dans le microphone depuis le haut-parleur de l'émetteur-récepteur, les transistors VT3, VT4 sont équipés d'un dispositif « anti-VOX » qui bloque le fonctionnement du VOX pendant toute la durée de présence du signal du correspondant. L'entrée "anti-VOX" (broche 2 du noeud A7) est reliée à la sortie ULF. Le signal de l'ULF est amplifié par le transistor VT3, redressé par les diodes VD3, VD4 et charge le condensateur C14. L'étage clé du transistor VT4 contourne le circuit de synchronisation principal du système VOX - C7R9. La résistance trimmer R10 fixe le seuil de réponse du système "anti-VOX". Des cascades réalisées sur les transistors VT9 et VT10 commandent la commutation de l'émetteur-récepteur en transmission, respectivement, depuis la clé télégraphique (KEY) ou depuis la pédale (PTT). Le circuit de commande en mode CW permet un fonctionnement « semi-duplex ». Lorsque vous appuyez sur la touche télégraphique (broche 8), une tension constante apparaît sur le collecteur du transistor VT9 (broche 6, circuit TX/KEY), qui, à travers la chaîne R32C19VD5, déclenche un one-shot sur VT5, VT6 puis commute les étapes clés de la chaîne. Le temps de pause en mode CW est déterminé par la valeur de la résistance d'accord R18, connectée en parallèle avec la résistance R9, et peut être de 0,1...0,6 s, garantissant que le signal du correspondant puisse être entendu pendant ces pauses. Ce mode est pratique lorsque vous travaillez dans des tests. Pour travailler sans pause en mode CW, il suffit d'appuyer sur la pédale pendant toute la durée de la transmission. Lorsque le système VOX est éteint, le passage en transmission en mode SSB s'effectue également par la pédale. Le signal de commande de la pédale (PTT) de la sortie de l'interrupteur sur le transistor VT10 est envoyé via le circuit R36C22VD6 jusqu'à l'entrée du monovibrateur. En mode de réglage de l'émetteur-récepteur (TUNE), une tension de +5 V est appliquée à la broche 7 du nœud A15, qui est également fournie à l'entrée du monostable via le circuit R40C25VD7, garantissant que l'émetteur-récepteur passe en transmission. L'étage clé des transistors VT15 et VT16 est utilisé pour contrôler le relais d'antenne de court-circuit dans le nœud A2. Le nœud de commutation de bande de l'émetteur-récepteur A9 est réalisé selon le schéma illustré à la Fig. 14. Lorsque l'émetteur-récepteur est allumé, la bande 1,8 MHz est automatiquement activée.
Sur la puce DD1, un générateur avec une fréquence d'horloge d'environ 1 Hz est assemblé, dont le signal est envoyé à l'entrée des impulsions d'horloge du compteur décroissant, la puce DD2. Le sens du comptage séquentiel est contrôlé via des circuits de commutation externes (boutons DOWN et UP), qui sont connectés aux broches 2 et 3 du nœud A9. Le code décimal binaire de sortie du compteur DD2 est converti en code décimal à l'aide d'un décodeur - puce DD3. Les touches de commande des transistors VT3 -VT1 sont connectées aux sorties du microcircuit DD18, à travers lequel la tension d'alimentation est fournie aux nœuds A1, A3, A8, A10 et A11 au relais de commutation de gamme. L'oscillateur local de l'émetteur-récepteur est réalisé sur la base d'un générateur VHF industriel (nœud A12) et d'un diviseur de fréquence à rapport de division variable (nœud A8-1). Avant d'être introduit dans le mélangeur de l'émetteur-récepteur, le signal est pré-filtré dans le nœud A8-2. Pour garantir une grande stabilité de la fréquence de l'oscillateur local lors du fonctionnement des modes de communication numériques, l'émetteur-récepteur utilise le système de stabilisation de fréquence FLL (boucle à verrouillage de fréquence), nœud A10. Le nœud A12 est un générateur de portée fluide de la station radio HF-VHF R-107M. Son schéma de circuit est présenté sur la Fig. 15. La plage de fréquences de fonctionnement du générateur est de 30,15 à 63,7 MHz. Le générateur est une unité scellée, il est déconseillé de l'ouvrir et d'apporter des modifications à son circuit, afin de ne pas perturber ses caractéristiques temps-fréquence.
La dérive de fréquence du GPA installé par l'auteur dans l'émetteur-récepteur, utilisant un thermostat passif, n'a dépassé 50 Hz à aucune fréquence après un échauffement de 15 minutes. Le diagramme du nœud A8-1, un diviseur à rapport de division variable, est illustré à la Fig. 16. Le signal du générateur P107M est fourni à l'entrée du shaper, réalisé sur les transistors VT1, VT2 et le microcircuit DD1. Le premier élément de la puce D1.1 fonctionne en mode linéaire comme amplificateur.
Depuis le shaper, le signal va aux microcircuits DD2 et DD3 - un diviseur de fréquence binaire à trois bits. En fonction de la plage activée de l'émetteur-récepteur, le choix du coefficient de division du diviseur (2-4-8) est déterminé par le commutateur relais K1-KZ et le commutateur logique sur la puce DD4. Le spectre des fréquences d'oscillateur local obtenu en sortie du DPKD à Ff égal à 8,862 MHz, en fonction de la plage de fonctionnement, est donné dans le tableau. 1.
La puce DD5 contient un additionneur et des étages tampon. De la sortie du premier élément DD5, le signal est envoyé à l'entrée du système de stabilisation de fréquence FLL (via la broche 11 du nœud A8-1), de la sortie du second - à l'entrée de l'échelle numérique (broche 12 du nœud). Le signal de l'oscillateur local destiné au premier mélangeur de l'émetteur-récepteur doit être aussi propre et monochrome que possible. Pour ce faire, le signal rectangulaire après l'élément DD5 3 est converti en un signal sinusoïdal à l'aide du microcircuit DD6 et du transformateur T1, qui fonctionne comme un circuit de formation. L'amplificateur large bande basé sur le transistor VT3 a un gain d'environ +14 dB et une réponse en fréquence uniforme jusqu'à une fréquence de 40 MHz. La fréquence de coupure du filtre passe-bas L1C14C15C16L2 est de 25 MHz. Aux fréquences de 19...20 MHz, la sortie du nœud A8-1 doit être une sinusoïde pure avec une amplitude de 200...250 mV dans une charge de 50 Ohms. Dans les plages où la fréquence est plus basse, on observera une distorsion de l'onde sinusoïdale et une augmentation de son amplitude. Le schéma du dispositif de stabilisation de fréquence FLL (nœud A10) est illustré à la fig. 17.
Le signal GPA est fourni à une ligne de compteurs binaires des microcircuits DD1 et DD2 avec des coefficients de division (M) variables. Le rapport de division requis DD1 est sélectionné à l'aide des relais K1-K4. Les coefficients de division du compteur DD2 sont choisis constants : 1024 et 4096. Un mélangeur numérique est réalisé sur la puce DD3. Le signal de fréquence de référence de l'oscillateur à quartz DD3 de 4 MHz est fourni à l'entrée D de la puce DD50. La fréquence d'horloge est fournie à l'entrée C de la puce DD3, c'est-à-dire la fréquence du GPA, divisée par le nombre M à l'aide de DD1 et DD2. Les impulsions de correction, qui sont retirées de la sortie Q12 de la puce DD2, sont envoyées au commutateur à transistor VT2. Cette fréquence diffère de deux ordres binaires et est issue du même DD2 de la sortie Q10. Les touches VT1 et VT2 contrôlent le fonctionnement de l'intégrateur, réalisé sur la puce DA1. Depuis la sortie de l'intégrateur, la tension de commande est fournie au varicap GPA. Le schéma est emprunté à [6], mais diffère de la source originale par quelques modifications. En particulier, à la sortie du premier compteur binaire du microcircuit DD1, un commutateur relais est installé pour sélectionner le coefficient de division en fonction de la plage de fonctionnement de l'émetteur-récepteur. Le mélangeur numérique DD3 utilise un microcircuit 74AC74 haute vitesse et les transistors clés VT1 et VT2 sont remplacés par des transistors à plus haute fréquence. Un amplificateur opérationnel supplémentaire DA2 est également inclus dans l'appareil. Sur la moitié de l'ampli-op DA2.1 se trouve un additionneur dont la tâche est de réduire la plage de tension de commande à la sortie de l'intégrateur DA1 par rapport à la tension de référence de +7,5 V. Si à la sortie de le microcircuit DA1, au point de connexion des résistances R7 et R15, la tension de commande peut varier dans la plage de 0 +11 V, puis à la sortie de DA2 cette tension sera déjà de +5,5...9,5 V. Ceci est fait pour ne pas ouvrir le GPA hermétiquement fermé du R-107M et ne pas sélectionner un condensateur C9 d'une valeur nominale de 270 pF, connecté en série avec le varicap VD1. La limite inférieure de la tension de commande ne doit pas être inférieure au niveau de +5,5 V, car le varicap du R-107M GPA est déjà alimenté (en interne) avec une tension de polarisation de même valeur (voir Fig. 15). Le rapport des valeurs des résistances R14 et R15 détermine les limites de changement de la tension de sortie et peut être sélectionné pour une instance spécifique du générateur à partir du R-107M. L'onduleur, réalisé sur DA2.1, permet de maintenir la polarité de la tension de commande par rapport à la sortie DA1. Comme source de fréquence de référence DD4, un oscillateur à quartz intégré SXO-43V à une fréquence de 50 MHz provenant d'un ancien ordinateur avec un niveau de sortie TTL a été utilisé. Les broches 14 et 15 du nœud A10 sont connectées entre elles via un interrupteur externe (par exemple, un interrupteur à bouton-poussoir) situé sur le panneau avant de l'émetteur-récepteur à côté du bouton de réglage. Lorsque l'interrupteur est fermé, l'émetteur-récepteur est réaccordé ; lorsqu'il est ouvert, la fréquence est capturée. Avec les valeurs des résistances R5 et R12 indiquées dans le schéma, le temps pour un cycle complet de l'intégrateur DA1 (du niveau de tension de sortie minimum au maximum) est de 50...60 s. Cela correspond à un générateur à dérive basse fréquence (overrun). Si le GPA présente un temps de dérive supérieur à 600 Hz/min (il existe également de tels échantillons, apparemment avec un joint brisé ou soumis à des charges de choc), les valeurs nominales de R5 et R12 doivent être réduites à 1 MOhm, c'est-à-dire Réduisez considérablement le temps de cycle de l’intégrateur à quelques secondes seulement. Pour le fonctionnement SSB et CW, le système de stabilisation FLL ne peut pratiquement pas être utilisé et il ne doit être activé que pour les types de communication numériques. La précision du maintien de la fréquence capturée lors du fonctionnement du système P1_1_est meilleure que ±10 Hz pendant plusieurs heures. Le nœud A8-2 (Fig. 18) contient des filtres passe-bas du 5ème ordre qui servent à améliorer la pureté spectrale du signal de l'oscillateur local de l'émetteur-récepteur. Fréquences de coupure du filtre : L1C1-C3L2 - 6 MHz ; L3C4-C6L4-11,3 MHz ; L5C7-C9L6-13,5 MHz ; L7C10-С12L8 - 17 MHz. Le filtre passe-bas des gammes 10 et 28 MHz est situé sur la carte DPKD et, au nœud A8-2, un atténuateur adapté est connecté à la place. A la sortie du nœud A8-2, l'amplitude et la forme du signal (sinusoïde) correspondent à la norme à toutes les fréquences de fonctionnement de l'oscillateur local.
Relais K1 et K2 - interrupteur de l'oscillateur local (principal ou auxiliaire). L'échelle numérique de l'émetteur-récepteur, nœud A11 (Fig. 19), ne présente aucune particularité et son circuit et sa conception peuvent être différents de ceux proposés.
Le deuxième GPA de l'émetteur-récepteur, le nœud A13, est réalisé selon le schéma présenté sur la Fig. 20. Une option similaire a déjà été utilisée dans les développements précédents de l’auteur, par exemple dans l’émetteur-récepteur « Largo-91 ». Et c'est avec ce GPA que les principaux paramètres de l'émetteur-récepteur ont été mesurés. L'installation d'un deuxième VFO dans l'émetteur-récepteur n'est pas nécessaire, mais peut se faire en alternative en l'absence de générateur du R-107M (il n'y en a guère pour tout le monde !).
Le GPA se compose de six générateurs de conception de circuit identiques, mais différant les uns des autres par les paramètres des circuits de réglage de fréquence et l'absence de résistance dans le circuit émetteur des transistors en cascade tampon. La résistance R11 est commune aux six générateurs. Les générateurs sont réglés par un condensateur variable à six sections. En figue. La figure 20 montre un schéma de l'un des six générateurs. Les valeurs des résistances et des condensateurs pour chaque générateur sont données dans le tableau. 2.
La commutation des générateurs s'effectue en appliquant une tension d'alimentation de +5,6 V aux broches 2 à 7 du nœud A13. La sortie du générateur doit être connectée au nœud A8-2 via un filtre passe-bas, similaire à L1C14C15C16L2 sur la carte DPKD. Balance numérique, comme sur la fig. 19. Le système FLL convient également au deuxième GPA, mais la puce DA2 doit être exclue du circuit et le signal de commande des varicaps de désaccord GPA doit être retiré du point de connexion entre la résistance R7 et le condensateur C12. littérature
Auteur : Kir Pinelis (YL2PU), Daugavpils, Lettonie. Mémoire YL2HS
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