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ENCYCLOPÉDIE DE LA RADIOÉLECTRONIQUE ET DU GÉNIE ÉLECTRIQUE Récepteur hétérodyne pour une portée de 20 m Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique
Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique / réception radio La technique de réception hétérodyne, ou, comme on l'appelle souvent, la conversion directe de fréquence, permet de créer des équipements très simples, mais avec de bonnes caractéristiques, pour les communications amateurs sur ondes courtes - émetteurs-récepteurs et récepteurs radio. L'intérêt pour la réception hétérodyne (dans sa version moderne) est apparu à la fin des années 60. Depuis lors, de nombreuses descriptions de diverses conceptions d'équipements HF utilisant la conversion directe de fréquence ont été publiées dans les pages des magazines de radioamateur. Dans notre pays, la maison d'édition DOSAAF de l'URSS a publié deux livres du célèbre concepteur de radioamateur V. Polyakov (RA3AAE), qui a beaucoup fait pour populariser la technique de réception hétérodyne. L'un de ces livres est « Direct Conversion Receivers for Amateur Communications » (1981), l'autre est « Direct Conversion Transceivers » (1984). Ils examinent en détail les fondements physiques et les caractéristiques de la réception hétérodyne des signaux des stations de radio amateur et donnent des conceptions pratiques d'unités individuelles et d'appareils complets. L’une des raisons de l’intérêt croissant que portent les opérateurs à ondes courtes à cette technologie est que le fonctionnement à faible puissance (QRP) est devenu de plus en plus répandu ces dernières années. La technique de réception hétérodyne est idéale pour créer des équipements QRP. Il est intéressant de noter qu'aux États-Unis, par exemple, malgré une large gamme d'équipements de communication avec des conceptions de circuits traditionnelles, l'une des sociétés produit (et elle est très populaire) un émetteur-récepteur QRP relativement bon marché avec conversion de fréquence directe. Le récepteur hétérodyne décrit dans cet article est conçu pour recevoir les signaux des stations de radio amateur dans l'une des bandes KB les plus populaires - 20 mètres. Le récepteur couvre (bien sûr, avec une certaine marge sur les bords) toute cette plage : de 14000 14350 à 160 XNUMX kHz. Comme vous le savez, la conversion directe de fréquence permet de recevoir uniquement les signaux des stations radio fonctionnant en modulation télégraphique (CW) ou à bande latérale unique (SSB). Il est possible d'écouter des stations à modulation d'amplitude uniquement avec difficulté (et, en règle générale, avec une distorsion notable), en s'accordant sur « zéro battement » avec la fréquence porteuse. Toutefois, cela n’a pas d’importance, car la grande majorité des opérateurs d’ondes courtes n’utilisent plus la AM. Ce type de rayonnement n'a survécu presque que dans la portée de XNUMX m, où il est utilisé par certains radioamateurs débutants. Le récepteur dispose d'un oscillateur local avec une sortie assez puissante, ce qui vous permet de le transformer ultérieurement en émetteur-récepteur télégraphique monobande avec de simples modifications. Notons d'emblée qu'en remplaçant simplement les éléments déterminant la fréquence (bobines et condensateurs dans les circuits oscillants), ce récepteur (ou émetteur-récepteur) peut être transféré vers n'importe quelle bande amateur. Pour simplifier la conception du récepteur, sa fabrication et son installation, il ne contient pas d'amplificateur radiofréquence, la sensibilité du récepteur est donc d'environ 1 μV avec un rapport signal sur bruit de 10 dB. Cette sensibilité est tout à fait suffisante (au moins dans la grande majorité des cas) pour le travail quotidien à l'antenne, à condition d'utiliser une antenne externe à la station. Il peut facilement être augmenté de trois à quatre fois en introduisant un émetteur-suiveur à l'entrée du récepteur (entre le circuit d'entrée et le mélangeur). La bande passante du récepteur au niveau -6 dB se situe dans la plage de 250...3000 200 Hz. Lors de la réception de stations télégraphiques dans des conditions de fortes interférences, elle peut être réduite à 300...600 Hz (avec une fréquence moyenne d'environ XNUMX Hz). Ces chiffres caractérisent. le chemin de fréquence audio du récepteur, où la sélection du signal est principalement effectuée. En réalité, comme vous le savez, les récepteurs hétérodynes reçoivent à la fois le canal principal et le canal miroir immédiatement adjacent (si vous n'utilisez pas de méthodes de phase pour supprimer le canal miroir, ce qui complique considérablement le dispositif). C'est pourquoi la bande passante réelle du signal reçu est le double des valeurs indiquées ci-dessus. Le récepteur est alimenté par une batterie d'éléments qui fournissent une tension comprise entre 10 et 15 V. La consommation de courant est d'environ 30 mA. Les récepteurs hétérodynes, qui présentent un gain très élevé aux fréquences audio, sont très sensibles aux interférences AC d'une fréquence de 50 Hz, en particulier aux interférences du transformateur secteur (en raison d'un champ de dispersion important), ainsi qu'à la tension d'alimentation. ondulation (généralement avec une fréquence de 100 Hz - avec rectification pleine onde). Pour ces raisons, il est déconseillé d’alimenter le récepteur sur secteur. Si nécessaire, cela peut bien sûr être fait, mais vous devez alors utiliser une alimentation séparée (à distance) avec un bon stabilisateur de tension qui garantit une faible ondulation de la tension de sortie. Le récepteur est réalisé sur deux circuits imprimés - le principal et l'oscillateur local, sur lesquels se trouvent la grande majorité des pièces. Sur les figures, les désignations de position des pièces sont données sans indiquer le numéro de carte (1 - principal, 2 - oscillateur local), et dans le texte, afin d'éviter toute confusion, elles seront désignées par 1-C1, 2- L1, etc. Les pièces situées à l'extérieur de ces cartes seront notées sans index supplémentaire C1 R1, etc. Le schéma de principe de la carte principale du récepteur est illustré à la fig. une.
Le signal de l'antenne va à la broche 1 de la carte. La sélectivité radiofréquence du récepteur est assurée par un seul circuit d'entrée 1-L1, 1-C1, 1-C2. La résistance d'entrée du mélangeur sur les diodes I-VD1-1-VD4 connectées à ce circuit est faible (quelques kilo-ohms), donc le facteur de qualité chargé de ce circuit sera également faible - 25...30. Pour cette raison, la bande passante du circuit d'entrée au niveau -3 dB se situe dans la plage de 450...550 kHz, et il n'est pas nécessaire de l'ajuster lors du réglage de la portée du récepteur. L'adaptation de ce circuit avec la source du signal (50...75 Ohm par exemple, un dipôle alimenté par un câble coaxial) est assurée par le choix des capacités des condensateurs 1-C1 et 1-C2. Le mélangeur est réalisé selon un circuit équilibré utilisant des diodes dos à dos, ce qui permet d'obtenir une très faible « pénétration » de la tension de l'oscillateur local dans l'antenne et ainsi d'éliminer les interférences avec les radioamateurs habitant à proximité. Le mélangeur est entièrement connecté au circuit. Cela a permis d'obtenir une sensibilité assez élevée du récepteur sans amplificateur radiofréquence (bien qu'au prix d'une certaine perte de sélectivité d'entrée). La tension de l'oscillateur local est fournie à la broche 12 de la carte et fournie au mélangeur via le transformateur balun 1-T1. À partir du point médian de l'enroulement secondaire (bornes 1-3) de ce transformateur, les produits de mélange sont acheminés vers le filtre passe-bas 1-L2, 1-C6, 1-C7 avec une fréquence de coupure d'environ 2,5 kHz. Ce filtre sélectionne le signal audiofréquence utile, qui est pré-amplifié par une cascade sur le transistor 1-VT1. Pour atteindre un niveau minimum de bruit propre, la tension collecteur-émetteur de ce transistor est d'environ 2,5 V et le courant du collecteur est d'environ 0,2 mA. Le gain de la cascade est d'environ 70. Il est déterminé par le rapport de la résistance de charge dans le circuit collecteur du transistor à la somme des résistances de la résistance 1-R4 et de la jonction d'émetteur du transistor. 1-R3, 1-R7, 1-R8 connectés en parallèle, ainsi que le régulateur de niveau de signal audiofréquence R1, situé à l'extérieur de la carte (voir Fig. 5). La résistance d'entrée de l'amplificateur opérationnel 1-DA1 et la résistance de sortie du transistor 1-VT1 (elles sont également connectées en parallèle avec la charge) peuvent être négligées dans ce cas. Le gain du préamplificateur est réglé en sélectionnant la résistance 1-R4 (cela a peu d'effet sur le mode de fonctionnement DC du transistor). Pour améliorer la sélectivité du récepteur, un condensateur 1-C1 est connecté en parallèle avec la charge du transistor 1-VT9. Il fournit une atténuation supplémentaire des signaux avec des fréquences supérieures à 5 kHz. Le gain principal du récepteur est fourni par l'étage amplificateur opérationnel 1-DA1. En général, un gain d'environ 100000 20 est requis sur le chemin de fréquence audio du récepteur. Dans ce cas, la tension de bruit à la sortie de l'ampli opérationnel (c'est-à-dire sur le casque) sera d'environ 1 mV, car le bruit la tension référencée à l'entrée de l'amplificateur sur le transistor 1-VT0,1 se situe généralement dans la plage de 0,3 à 0,1 µV. De plus, il est déjà assez difficile d'obtenir XNUMX µV - cela nécessite l'utilisation de transistors avec un facteur de bruit normalisé et une sélection minutieuse de leurs modes de fonctionnement pour le courant continu et alternatif. En tenant compte du bruit du mélangeur, la tension de bruit totale à la sortie de l'ampli-op sera d'environ 30...40 mV. On les entend déjà bien dans les écouteurs. Augmenter leur niveau au-dessus des valeurs données limitera la dynamique de la sortie du récepteur, définie comme le rapport entre le niveau maximum du signal de sortie et le niveau de bruit à la sortie du récepteur. Pour les récepteurs à conversion directe, qui ne disposent généralement pas de système de contrôle automatique du niveau, ce paramètre est très important. Les amplificateurs opérationnels modernes ont un gain supérieur à cent mille, et il semblerait qu'il serait tout à fait possible de se limiter à un seul étage. Cependant, ce n’est pas le cas. Premièrement, la plupart des amplificateurs opérationnels ont des caractéristiques de bruit pires (par rapport aux appareils utilisant des éléments discrets). Le niveau de bruit référencé à l'entrée n'est généralement pas supérieur à 1 µV. Pour l'ampli opérationnel K140UD8, par exemple, c'est même 3 µV. Deuxièmement, les gains de l'ampli-op ci-dessus ne sont disponibles qu'en courant continu et à très basses fréquences - des dizaines et des centaines de hertz. À mesure que la fréquence augmente, le gain maximum autorisé de l'étage de l'ampli-op diminue assez rapidement.
En figue. 2, a montre la réponse amplitude-fréquence de l'amplificateur opérationnel K140UD8 (c'est typique d'un certain nombre d'amplis opérationnels avec correction interne). On constate que dans un amplificateur avec une bande passante d'environ 3 kHz, le gain maximum admissible n'est que de 1000 (60 dB). C'est ainsi qu'il a été choisi pour l'étage ampli-op de ce récepteur. Compte tenu du gain de l'étage préliminaire, le gain total du trajet audiofréquence du récepteur est d'environ 70 000. La polarisation constante à la sortie de l'ampli-op (égale à environ la moitié de la tension de l'alimentation) est réglée par le diviseur sur les résistances 1-R7 et 1-R8. Le gain de cet étage détermine le rapport des résistances des résistances 1-R14 et 1-R9. Le condensateur 1-C15 inclus dans le circuit de rétroaction négative atténue en outre les hautes fréquences à la sortie du récepteur. Charge - les écouteurs sont connectés via un condensateur d'isolement (il est installé à l'extérieur de la carte, voir Fig. 5) à la broche 5. Pour le récepteur, les écouteurs avec une résistance d'émetteur de 50...100 Ohms sont les mieux adaptés (leur résistance de bobine CC sera de 100, respectivement...200 Ohm, puisque les émetteurs sont connectés en série). Ici, vous pouvez également utiliser des écouteurs avec des émetteurs d'une résistance de 1600...2200 Ohms, mais dans ce cas, ils doivent être connectés en parallèle, en respectant la polarité de la connexion - elle est indiquée sur les boîtiers des émetteurs. Pour recevoir des signaux de stations radio télégraphiques dans des conditions d'interférences accrues, la bande passante de la cascade sur l'ampli opérationnel 1-DA1 peut être rétrécie en connectant un double pont en T (résistances 1-R11 - 1-R13, condensateurs 1-C16- 1-C18) au circuit de rétroaction négative. A cet effet, le commutateur SA1 (voir Fig. 5) relie la sortie de l'amplificateur (broche 5) à l'entrée du pont en T (broche 8). Sous une forme simplifiée, la connexion d'un pont en T à un circuit de rétroaction négative sur un amplificateur opérationnel est illustrée à la Fig. 2, b. Une caractéristique du double pont en T est que... qu'à une certaine fréquence (généralement appelée fréquence de quasi-résonance), le coefficient de transmission a un minimum et qu'à certains rapports entre les valeurs des condensateurs et des résistances qu'il contient, il peut être très proche de zéro. Donc pour un double pont en T, dans lequel les capacités des trois condensateurs sont les mêmes et la résistance de la branche capacitive est quatre fois inférieure à celle des deux autres résistances. Pour un tel pont, le coefficient de transmission à la fréquence de quasi-résonance sera d'environ 10-2. La dépendance du coefficient de transmission du double pont en T utilisé dans ce récepteur sur la fréquence est représentée sur la Fig. 3, une. Si un réseau à quatre ports avec une telle réponse en fréquence est inclus dans le circuit de rétroaction négative de la cascade sur l'ampli opérationnel, comme le montre la Fig. 2, b, alors, en première approximation, le coefficient de transmission du dispositif sera déterminé par le rapport de la résistance d'une résistance équivalente à la résistance de la résistance 1-R9.
Il est facile de voir qu'à la fréquence de quasi-résonance, lorsque K est proche de zéro, le gain de la cascade sera approximativement le même qu'en l'absence de pont en T (c'est-à-dire égal au rapport des résistances de résistances 1-R14 et 1-R9). Aux fréquences éloignées de la fréquence de quasi-résonance, K est proche de l'unité, et le gain de la cascade chute sensiblement (approximativement au rapport des résistances des résistances 1-R10 et 1-R9). Il semblerait que pour améliorer la sélectivité, il soit logique de réduire la résistance 1-R10. Cependant, ce n’est pas le cas. Premièrement, à de faibles valeurs de résistance à la charge (et pour le pont en T 1-R10 - charge), les caractéristiques du pont se détériorent sensiblement. Ceci pourrait être évité en introduisant, par exemple, un émetteur suiveur entre 1-R10 et le pont en T. Mais alors le facteur de qualité équivalent du pont augmentera sensiblement et la bande passante du récepteur avec le filtre activé sera réduite à des valeurs inacceptables en pratique (moins de 100 Hz). En d’autres termes, l’option utilisée dans ce récepteur est proche de l’optimum (du moins si l’on garde à l’esprit des solutions de circuits simples). La caractéristique amplitude-fréquence du trajet audiofréquence (sans filtre passe-bas) est illustrée à la Fig. 3, b. La réponse en fréquence du trajet avec un double pont en T connecté est également affichée ici. Le coefficient de transmission du trajet correspondant à la réponse en fréquence maximale lorsque le filtre est désactivé est pris égal à 0 dB. Entre le préamplificateur et l'amplificateur de sortie se trouve un contrôle du niveau du signal audiofréquence. Il est connecté aux broches 9, 10, 11 de la carte. Le diagramme schématique de la carte d'oscillateur local est présenté sur la Fig. 4, une. Le générateur est assemblé sur un transistor 2-VT1 selon un circuit bien connu. Prêtons attention à quelques-unes de ses caractéristiques. Pour réduire la tension haute fréquence sur le circuit générateur (cela réduit l'échauffement de ses éléments par les courants HF et augmente donc la stabilité en température de l'oscillateur local), la tension d'alimentation en cascade est choisie relativement faible - inférieure à 6 V. L'oscillateur local utilise un bloc standard de condensateurs variables provenant d'un récepteur de diffusion (un seul est utilisé). Le bloc n'est soumis à aucune modification et le chevauchement de fréquence requis est assuré par les condensateurs « d'étirement » 2-C1, 2-C2, 2-C4. Notez que puisque le mélangeur du récepteur est réalisé sur des diodes dos à dos, le générateur fonctionne à moitié (par rapport à la fréquence de fonctionnement), c'est-à-dire qu'il couvre la section 7000...7175 kHz avec une certaine marge aux bords de la plage. . La résistance 2-RJ élimine l'auto-excitation parasite du générateur aux basses fréquences, déterminée par l'inductance de l'inductance 2-L2. Au lieu d'une résistance de ballast conventionnelle, un générateur de courant stable sur un transistor à effet de champ 2-VT2 est utilisé dans le circuit d'alimentation de la diode Zener. Ce n'est pas très important pour le récepteur, il peut être remplacé par une résistance de 330 Ohm. Cependant, si l'oscillateur local est également utilisé dans le chemin de transmission (dans un émetteur-récepteur basé sur ce récepteur), alors l'utilisation d'un générateur de courant stable dans l'oscillateur local améliorera les caractéristiques dynamiques du stabilisateur de tension, réduisant ainsi la fréquence parasite. manipulation du générateur. La tension haute fréquence du générateur est fournie à un émetteur-suiveur à deux étages. Le premier étage fonctionne en mode classe A (transistor 2-VT3), le second en classe B (transistors 2-VT4 et 2-VT5). Cela permet de réduire considérablement la puissance libérée au niveau des transistors de sortie (c'est-à-dire d'utiliser ici des transistors conventionnels de faible puissance). Pour obtenir les mêmes caractéristiques de charge dans un étage de sortie fonctionnant en classe A, il faudrait utiliser un transistor haute fréquence moyenne puissance et résoudre le problème de l'évacuation de la chaleur et du régime de température de l'oscillateur local. La connexion entre le générateur et les répéteurs est galvanique. La polarisation à la base du transistor 2-VT3 est réglée par la diode Zener 2-VD1 (avec des ajustements mineurs dus à la chute de tension aux bornes des résistances 2-R1 et 2-R5). La tension de polarisation qui ouvre légèrement les transistors de sortie est définie par la résistance 2-R7. L'objectif principal de la résistance 2-R5 est de régler (à titre préliminaire) le niveau de tension de sortie de l'oscillateur local afin que les transistors émetteurs-suiveurs ne soient pas surchargés. En affaiblissant le signal à cet endroit, nous découplons en outre le générateur de la sortie de l'appareil et améliorons ses caractéristiques de charge.
En ajustant la résistance 2-R10 lors du processus de configuration du récepteur, la tension optimale de l'oscillateur local sur le mélangeur à diodes est sélectionnée avec précision. Si vous envisagez de transformer éventuellement le récepteur en émetteur-récepteur, il est conseillé d'inclure immédiatement dans l'oscillateur local la possibilité de désaccorder sa fréquence à l'aide d'un varicap, et également de fournir une sortie supplémentaire pour le chemin de transmission. Les mesures qui doivent être effectuées sur le circuit oscillateur local sont indiquées sur la Fig. 4, b. Ils sont pour la plupart évidents. Notons simplement. qu'à partir de la broche 6, la tension stabilisée est fournie à une résistance variable, qui régule la tension sur le varicap. Le schéma de connexion des cartes entre elles, ainsi qu'avec d'autres éléments du récepteur situés à l'extérieur de ces cartes, est illustré à la Fig. 5. En figue. La figure 6 montre le circuit imprimé de l'ensemble mélangeur et amplificateur audio du récepteur, et sur la figure. 7 - circuit imprimé de l'unité oscillateur local (pour la version émetteur-récepteur). Ces cartes sont conçues pour les pièces suivantes : résistances - MLT-0,25, condensateurs - KM et K50-6 (oxyde), résistance d'ajustement - SPZ-4, condensateur variable - KPE du récepteur radio Alpinist, starter 2-L2 - correctif standard à partir d'un téléviseur à tube. Vous pouvez également utiliser des starters des séries D et DM ou faits maison. La bobine 1-L2 du filtre passe-bas est enroulée sur un noyau magnétique annulaire en ferrite de taille standard K20 x 12 x 6 en matériau avec une perméabilité magnétique initiale de 3000, fil - PEV-2 d'un diamètre de 0,1 mm, nombre de tours - 430, inductance - environ 350 mH. Le transformateur haute fréquence est enroulé sur un noyau magnétique annulaire de taille standard K7 x 4 x 2 en ferrite avec une perméabilité magnétique initiale de 400...1000 (non critique). Le bobinage est effectué simultanément avec trois fils PEV-2 d'un diamètre de 0,1...0,25 mm. Le début de l'un des enroulements est relié à la fin de l'autre - ce sera le point médian de l'enroulement secondaire. L'enroulement restant est utilisé comme primaire. Les bobines 1-L1 et 2-L1 sont enroulées sur des cadres en polystyrène dont les dessins sont illustrés à la Fig. 8, une. Ils comportent 17 tours de fil PEV-2 d'un diamètre de 0,4 mm. Les coupe-bordures sont en fer carbonyle (M6 x 10). Ces bobines, placées dans des grilles en aluminium (Fig. 8, b), doivent avoir une inductance de 2,3 µH avec le trimmer en position médiane (vissé à moitié dans la bobine).
Les transistors de structure npn (1-VT1, 2-VT1, 2-VT3, 2-VT4) peuvent appartenir à l'une des séries KT312, KT342, KT3102 et similaires. Les transistors les plus optimaux pour un préamplificateur audiofréquence sont les KT3102E et KT3102G (avec un facteur de bruit ne dépassant pas 4 dB). Les transistors de la série KT315 peuvent également être utilisés dans l'oscillateur local, mais dans tous les cas, le coefficient de transfert de courant (statique) doit être d'au moins 100. Le transistor de structure pnp dans l'oscillateur local (2-VT5) est le KT361. KT3107 avec n'importe quel index de lettres. L'amplificateur opérationnel K140UD8A (ou K140UD8B - cela n'a pas d'importance) peut être remplacé par n'importe quel ampli-op avec correction interne. Bien entendu, il est tout à fait possible de le remplacer par un ampli-op à correction externe avec des modifications appropriées dans le circuit. Dans tous les cas, le remplacement de l'ampli-op nécessitera des modifications du circuit imprimé principal. Si vous utilisez un ampli opérationnel qui n'a pas de transistors à effet de champ à l'entrée (par exemple, K140UD7), il est conseillé de prendre les résistances 1-R7 et 1-R8 avec une résistance ne dépassant pas 150 kOhm et de compenser pour la diminution du gain de l'étage préliminaire en sélectionnant la résistance 1-R4. Le transistor à effet de champ du générateur de courant stable (2-VT2) doit avoir un courant de drain initial d'au moins 15 mA. Ici, des copies individuelles des transistors KP303E (pour eux, ce paramètre est compris entre 5...30 mA) et des transistors KP302 avec n'importe quelle lettre d'index sauf A peuvent convenir (seules les copies individuelles de cette série conviennent, car leur courant de drain initial peut varier allant de 3 à 24 mA). Les diodes du mélangeur sont en silicium haute fréquence (KD503, KD521, etc.). La diode Zener 2-VD1 doit avoir une tension de stabilisation comprise entre 5,5 et 6 V. Schématiquement, la conception du récepteur est illustrée à la Fig. 9.
La configuration du récepteur peut être effectuée moyennant des frais. En appliquant une tension de +3 V à la broche 12 de la carte principale, les modes DC des éléments actifs sont vérifiés. Les écarts par rapport à ceux indiqués sur la Fig. 1 des valeurs supérieures à 20 % indiqueront des erreurs d'installation ou des défauts dans les pièces utilisées. Après cela, il est conseillé de vérifier la réponse en fréquence de bout en bout du chemin de fréquence audio en appliquant un signal provenant d'un générateur avec une résistance de sortie de 600...1000 1 Ohms à l'entrée du filtre passe-bas (pour le point de connexion 2-L1 et 6-C20). Le gain du trajet audiofréquence du récepteur étant très élevé, cela ne peut être fait que si le radioamateur dispose d'un générateur audiofréquence avec un faible niveau de fond. Le niveau de bruit de l'amplificateur (avec l'oscillateur local déconnecté du mélangeur), comme déjà noté, devrait être d'environ 1 mV. Des valeurs élevées indiquent que le transistor 1-VTXNUMX doit être remplacé. L'étape suivante consiste à configurer la carte d'oscillateur local. En surveillant la fréquence de l'oscillateur local à l'aide d'un fréquencemètre, d'un récepteur de contrôle ou d'une autre méthode, les limites de son réglage sont établies. Pour ce faire, avec une capacité minimale du KPI, le trimmer de bobine 2-L1 atteint une fréquence de génération de 10...20 kHz au-dessus de la valeur de 7175 kHz. En déplaçant le rotor du condensateur vers la position correspondant à la capacité maximale, vérifiez la fréquence de génération. S'il s'avère qu'elle est légèrement inférieure à 7000 7000 kHz, la définition des limites de plage peut être complétée. S'il est supérieur à 2 1 kHz, installez le condensateur 2-C1 de plus petite capacité et répétez la procédure décrite. La définition des limites peut être considérablement accélérée si, au lieu de 2-CXNUMX, un condensateur d'accord avec un diélectrique à air est installé. Vous ne devez pas utiliser de condensateurs de réglage comme KPK ou KPK-M. Ils ont une stabilité à basse température et peuvent dégrader considérablement les performances de l'oscillateur local. Après avoir remplacé le condensateur XNUMX-CJ, il est nécessaire à chaque fois de faire une pause pour stabiliser la température du condensateur qui a surchauffé lors du soudage. Si un générateur de courant stable est utilisé dans l'oscillateur local, avant de configurer le générateur, il est nécessaire de sélectionner une résistance 2-R3 telle que le courant total traversant le transistor à effet de champ (générateur plus diode Zener) soit d'environ 15 mA. Après avoir perturbé la génération de l'oscillateur local d'une manière ou d'une autre, la sélection de la résistance 2-R7 garantit que le courant traversant les transistors 2-VT4 et 2-VT5 est d'environ 2 mA. Ensuite le fonctionnement du générateur est rétabli et en sélectionnant la résistance 2-R5, la tension haute fréquence en sortie de l'oscillateur local (moteur 2-R10 en position haute dans le circuit) est réglée à environ 1 V (valeur efficace ). Après cela, vous pouvez vérifier les caractéristiques de charge de l'oscillateur local : le passage de la charge du mode veille à 50 Ohms ne devrait pas modifier la fréquence de génération de plus de 50 ... 70 Hz. Les cartes du récepteur doivent maintenant être installées dans le boîtier (l'une des options possibles est illustrée sur la Fig. 9) et une configuration complète du récepteur doit être effectuée. Le premier test des performances du récepteur consiste à augmenter le niveau de bruit à la sortie lors de l'application d'une tension d'oscillateur local haute fréquence au mélangeur. Le bruit devrait environ doubler. Après avoir écouté une station de radio amateur, sélectionnez la tension d'oscillateur local optimale (en fonction de son volume maximum). Il est à noter que ce réglage est assez critique : aux niveaux bas et élevés, le coefficient de transmission du mélangeur chute considérablement. La dernière étape consiste à ajuster le circuit d'entrée 1-L1. Un double pont en T ne nécessite généralement aucun réglage. S'il s'avère que les coefficients de transmission correspondant à la réponse en fréquence maximale avec le pont activé et désactivé sont sensiblement différents, alors la résistance 1-R13 doit être sélectionnée. Changer la valeur de cette résistance modifie quelque peu la fréquence de résonance et, dans une bien plus grande mesure, le coefficient de transmission. Cela est dû non seulement à un changement dans la réponse en fréquence du double pont en T, mais également à ses caractéristiques phase-fréquence.
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