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ENCYCLOPÉDIE DE LA RADIOÉLECTRONIQUE ET DU GÉNIE ÉLECTRIQUE CONCOURS émetteur-récepteur. Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique
Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique / Radiocommunications civiles Le nom de Vladimir Rubtsov (UN7BV) - ingénieur, artiste, ancien pilote, commandant d'équipage - est bien connu des lecteurs de KV Zhurnal, où il a commencé à publier en 1993. Vladimir consacre tout son temps libre à la conception d'équipements de communication amateur et à travailler sur l'air. Il est l'auteur de plus d'une douzaine de publications dans des revues, dont le livre "Amateur Radio Transceiver Equipment UN7BV". Aujourd'hui, nous vous présentons l'un de ses derniers développements - l'émetteur-récepteur "CONTEST". Les radioamateurs impliqués dans la conception des émetteurs-récepteurs amateurs, lors du choix d'un schéma de construction d'appareil, en particulier sa fréquence intermédiaire, ainsi que les facteurs traditionnels qui déterminent ce choix, sont également apparus pas tout à fait ordinaires. Ceux-ci incluent le coût des composants radio, la prévalence de certains d'entre eux dans les pays de la CEI et la possibilité de les acheter, ou, en général, la possibilité (compte tenu du prix) d'acheter un bon appareil importé et, ainsi, de résoudre le problème indiqué problème. Dans l'émetteur-récepteur "CONTEST" proposé à l'attention des lecteurs, une IF de 10,7 MHz est utilisée. Son utilisation dans un appareil conçu pour fonctionner sur toutes les bandes amateurs, y compris WARC, n'est pas optimale (par rapport, par exemple, à une FI 5,5 MHz) en raison de la présence de points affectés dans les bandes 14 et 21 MHz et de la complexité de construction le VFO. Cependant, la prévalence des filtres à quartz à une fréquence de 10,7 MHz dans les pays de la CEI, leur faible prix étaient un argument sérieux en faveur du choix effectué. Les "inconvénients" ci-dessus lors de l'utilisation d'un tel IF ont été éliminés dans l'émetteur-récepteur en utilisant des solutions de circuit appropriées, à savoir : le choix de la fréquence GPA au-dessus de l'IF dans les plages ci-dessus, suivi d'un "basculement" de bande latérale dans le chemin IF. Les principales caractéristiques techniques de l'émetteur-récepteur :
Le schéma fonctionnel de l'émetteur-récepteur, combiné au schéma de connexion des nœuds, est illustré à la fig. 1, schémas de principe des nœuds - sur la fig. 2-17. Le dispositif est un superhétérodyne avec une fréquence intermédiaire fixe et des voies d'amplification inverses. Les tensions de fonctionnement +12 V (RX) et +12 V (TX) proviennent respectivement des cathodes des diodes VD68 et VD69 (Fig. 1). Les relais K11, K12, K16 et K17 permettent de faire basculer l'émetteur-récepteur du mode réception au mode émission et inversement. La lampe à incandescence HL2 avec un filtre de couleur bleue est conçue pour indiquer que l'émetteur-récepteur est allumé et pour éclairer l'échelle Smeter PA1, la lampe HL1 avec un filtre de couleur rouge indique que l'appareil est en mode transmission.
Les relais K13, K14 et le commutateur SB2 ("UP") assurent la commutation du filtre à quartz en mode bande étroite, le commutateur à bouton-poussoir SB4 ("CW") commute l'émetteur-récepteur en mode télégraphe et SB5 ("VOX") - à la commande vocale du téléphone mode. Le bouton SB6 ("RX") est utilisé en mode réception. S'il n'est pas enfoncé (c'est-à-dire qu'il est dans la position illustrée à la Fig. 1), il est alors possible de transmettre SSB en utilisant le push-to-talk SA6 (il est utilisé pour mettre l'émetteur-récepteur en mode transmission dans tous les modes si SB6 n'est pas enfoncé). Si le bouton est enfoncé, l'émetteur-récepteur est également en mode réception, il est impossible de transmettre en utilisant le PTT en mode SSB, cependant, vous pouvez travailler avec le télégraphe via le système VOX en utilisant le générateur de tonalité de la clé télégraphique électronique. Bouton SB7 "Ajuster". ("Setup") l'émetteur-récepteur est mis en mode de configuration. En même temps, il passe en mode TX (sans appuyer sur le PTT), en même temps l'oscillateur local télégraphique est allumé en mode de rayonnement constant. Une tonalité d'une fréquence d'environ 1 kHz est émise par le pilote de haut-parleur BA1. Le bouton SB8 est utilisé pour transférer l'émetteur-récepteur en mode transmission sans utiliser le PTT, alors qu'il est possible de travailler à la fois en CW et en SSB. Le mode de désaccord est activé avec le bouton SB1, la fréquence est modifiée avec une résistance variable R203. Les contacts de relais K17.1 sont utilisés pour contrôler un amplificateur de puissance supplémentaire, K17.2 - pour générer des tensions de fonctionnement de +12 V (RX) et +12 V (TX), les contacts de relais K15.2 et K15.3 - pour contrôler le inverser SI. Le commutateur SB9 sert à désactiver le système AGC. La résistance variable R204 régule le niveau d'auto-écoute du générateur de tonalité en mode CW, la résistance R201 - gain pour la transmission.
En mode réception, le signal RF de la prise d'antenne XW1 (Fig. 1) via le compteur SWR (Fig. 2, bornes 40, 41) entre dans la boucle P L16 (Fig. 3, borne 52), puis via la borne 6 , contacts de relais K11.1, condensateur C55 et section SA1.3 du commutateur de gamme (Fig.4) - au circuit L8C63 puis amplifié par une cascade bidirectionnelle (inverseuse) sur les transistors VT7, VT8.
Dans le mode considéré, le signal RF passe dans le sens de L8 à C67 à travers le transistor VT8, dans le mode de transmission - de C67 à L8 à travers le transistor VT7. Le passage de la cascade du mode RX au mode TX s'effectue en appliquant une tension de +12 V sur les broches 10 (RX) et 9 (TX). Dans ce cas, le transistor VT8 est connecté selon le circuit avec une source commune, et VT7 - avec une base commune. En conséquence, les résistances d'entrée / sortie des étages dans les deux modes sont élevées du côté du circuit L8C63 et basses du côté du condensateur C67 et du mélangeur équilibré à diodes qui le suit, ce qui affecte favorablement l'adaptation de l'entrée / résistances de sortie des étages adjacents.
La connexion de l'émetteur du transistor VT7 à travers l'inductance L9 et la résistance R33 avec la source VT8 contribue à la fermeture du transistor non fonctionnel VT7 en mode RX en raison de la fourniture d'une petite tension positive à celui-ci depuis la source du VT8 fonctionnant dans ce mode. En mode émission, le processus de fermeture est inversé. La tension AGC est appliquée à la deuxième porte VT8 en mode RX et en mode TX - une tension de fermeture de polarité négative. À partir du drain du transistor VT8, le signal RF amplifié à travers le condensateur C67 est envoyé à un mélangeur équilibré à double pont (Fig. 5). Il se compose de deux ponts de diodes (VD18-VD21 et VD22-VD25), de transformateurs T3, T4 et de résistances R40, R41. La présence de ce dernier permet de mettre en oeuvre le mode de commutation des diodes à une tension d'oscillateur local relativement élevée (valeur efficace 4 V) et de limiter le courant traversant les diodes pendant l'alternance d'ouverture de la tension aux valeurs maximales admissibles.
Le nœud décrit est l'une des options pour un mélangeur de haut niveau capable de fournir une large plage dynamique en raison de la tension élevée de l'oscillateur local, ainsi qu'un niveau élevé de suppression du signal d'entrée. Les qualités positives d'un tel mélangeur comprennent également un bon découplage des circuits d'entrée et hétérodyne et sa réversibilité, c'est-à-dire la capacité de travailler dans différentes directions de chemin de signal. Le signal GPA est envoyé à l'un des enroulements du transformateur T3 (broche 20) et le signal RF est envoyé via la broche 26 et le condensateur C100 au point de connexion des deux enroulements du transformateur T4. Le signal IF à 10,7 MHz en mode réception est prélevé sur son troisième enroulement qui, avec le condensateur C102, forme un filtre de présélection IF. A partir de ce filtre, à travers le condensateur C101, le signal IF est envoyé à l'entrée d'un amplificateur bidirectionnel réalisé sur les transistors VT9-VT11. En mode réception (passage du signal du condensateur C101 à C103), l'amplificateur cascode fonctionne sur les transistors VT9 et VT10 (le premier est connecté selon le circuit de source commune, le second - selon le circuit de base commun), en le mode de transmission (flux de signal de C103 à C101) - un transistor VT11. Une telle conception de circuit vous permet d'obtenir l'amplification nécessaire du signal IF dans les deux modes (RX et TX). Dans le premier cas, une tension de commande est fournie à la deuxième grille du transistor VT9 soit à partir du système AGC, soit à partir de la résistance R131 (à travers la cascade sur le transistor VT26) afin d'ajuster le gain IF. En mode TX, cette porte VT9 reçoit une tension de fermeture de polarité négative à travers la résistance R202, générée par un générateur à base de transistors VT41, VT42, situés sur une échelle numérique. La même tension de fermeture est appliquée à la deuxième porte VT11 en mode RX. En mode émission, il reçoit une tension de commande de gain (DSB) de la résistance R201 (voir Fig. 1). Le signal IF, sélectionné par le filtre L11C106 (Fig. 5), à travers la bobine de couplage L12 et le condensateur C103 (de la broche 21) entre dans le filtre en échelle à huit cristaux (Fig. 6, a, broche 17). En mode SSB (contacts K13.1, K14.1 ouverts), sa bande passante est de 2,4 kHz, en mode CW (contacts fermés) - 0,8 kHz. Les résistances R38, R39 sont utilisées pour éliminer l'effet "cloche".
En tant qu'élément de sélection principal, vous pouvez utiliser des filtres à quartz fabriqués selon d'autres schémas illustrés à la Fig. 6 : par exemple, échelle à six cristaux avec une bande passante de 2,5 kHz (Fig. 6, b), pont à quatre cristaux (Fig. 6, c) ou à huit cristaux (Fig. 6, d). Dans les deux derniers filtres, des résonateurs à quartz peuvent également être utilisés pour une autre fréquence (proche de 10,7 MHz), cependant, les conditions suivantes doivent être remplies : les fréquences de tous les résonateurs supérieurs (selon le circuit) doivent être les mêmes et différentes de les basses fréquences (également les mêmes) de 2 ...3 kHz. À partir de la sortie du filtre à quartz (broche 19), la tension IF est appliquée à la grille du transistor à effet de champ VT12 (Fig. 5), qui fait partie de l'amplificateur bidirectionnel (VT12, VT13). Cette cascade fonctionne de manière similaire à celle décrite ci-dessus (dans les deux modes) et n'en diffère que par l'absence d'un troisième transistor (bipolaire). Le signal IF sélectionné par le filtre L13C114 à travers la bobine de couplage L14 est envoyé au deuxième mélangeur à diodes de type anneau équilibré (VD26-VD30), également utilisé dans les deux modes (RX et TX). Un signal d'une fréquence de 10,7 MHz provenant d'un oscillateur local de référence réalisé sur un transistor VT30 (Fig. 7) est connecté au mélangeur via la borne 24 et les éléments C122, R63, R61, R64. Il est équilibré avec une résistance d'ajustement R63 (en gros) et la sélection de la capacité du condensateur C121.
À partir de la sortie du mélangeur, la tension AF filtrée par le filtre C123R65C124, à travers le condensateur C126 et la broche 30, est envoyée à l'entrée (broche 32) du préamplificateur cascode AF, réalisé sur les transistors VT14, VT15 (Fig. 8).
La cascade est en bon accord avec l'impédance de sortie du mélangeur symétrique et l'impédance d'entrée de l'amplificateur de puissance AF, tout en offrant un gain suffisamment important. Du collecteur du transistor VT14 via le contrôle du volume - une résistance variable R74 - le signal AF est envoyé à l'entrée de l'amplificateur de puissance AF, assemblé sur la puce DA1. En mode réception, la résistance R77 est fermée par les contacts du relais K17.1 (voir Fig. 1), grâce à quoi le gain de la cascade est maximal. Lors du passage en mode transmission, les contacts du relais s'ouvrent et la résistance R77 est connectée au circuit émetteur du transistor de l'étage de sortie du microcircuit. En conséquence, le gain diminue. Le gain requis en mode RX est défini en sélectionnant la résistance R78, en mode TX - la résistance R77. Via la broche 35, l'entrée de l'amplificateur de puissance est alimentée en tension par la touche télégraphique pour l'auto-écoute (son volume est régulé par une résistance variable R204, illustrée à la Fig. 1). A partir de la sortie de l'amplificateur (broche 38), le signal AF va soit vers les casques, soit simultanément vers les casques et la tête d'enceinte BA1 (selon la position du commutateur SB3), ainsi que vers l'unité AGC (via l'interrupteur SB9) et le système anti-VOX (Fig. 9 , conclusion 60). La résistance de charge R81 empêche le microcircuit de tomber en panne tout en éteignant la tête de haut-parleur et les téléphones au moment où un signal de haut niveau apparaît à l'entrée. En mode transmission, le signal AF du microphone BM1 (Fig. 10) via l'inductance L17 et le condensateur C191 va à la résistance R148, et de son moteur à l'entrée non inverseuse de l'ampli-op DA2. L'inductance empêche la fuite d'interférences haute fréquence vers son entrée. Via les contacts K16.1, le signal amplifié est envoyé au mélangeur équilibré (de la broche 80 à 31), ainsi qu'au dispositif de commande vocale VOX (de la broche 79 à la broche 58), dont le circuit est illustré à la fig. 9. Dans un mélangeur équilibré (voir Fig. 5, VD26-VD30), la fréquence porteuse est supprimée, le signal sélectionné par le circuit DSB L13C114 est amplifié par une cascade sur un transistor VT13. Le filtre de sélection principal (voir Figure 6) sélectionne une bande latérale et supprime le reste de la porteuse. Les sous-produits de conversion plus éloignés de la FI sont supprimés par le circuit L11C106. Le signal à bande latérale unique généré est amplifié par une cascade sur un transistor VT11 et envoyé depuis son drain à un mélangeur équilibré à double pont (VD18-VD21, VD22-VD25). Dans ce mode, cela fonctionne de la même manière que dans le mode RX, cependant, le sens du flux du signal est inversé. Le signal provenant de la broche 26 est amplifié par le transistor VT7 (voir Fig. 4) et filtré par le circuit L8C63.
De plus, le signal de la fréquence de fonctionnement (en fonction de la plage sélectionnée à l'aide du commutateur SA1) via le condensateur C57 et la sortie 8 est envoyé à l'entrée de l'amplificateur de puissance de l'émetteur (voir Fig. 3). Il se compose de trois étages : un préamplificateur (VT17), un amplificateur cascode de sortie (VT19, VT20) et un émetteur suiveur (VT18) qui les associe. L'étage de sortie cascode est connu pour avoir une impédance de sortie élevée, qui dans ce cas est encore augmentée par le transformateur T6. Une telle solution de circuit a permis d'utiliser une capacité relativement faible dans le circuit P de sortie du KPI (C158, C159), pour obtenir une pureté spectrale plus élevée du signal de sortie, ainsi qu'une criticité plus faible des fils de connexion de le circuit nommé à leur longueur. Le signal RF de l'enroulement II du transformateur T6 via les bornes 50, 7 (voir Fig. 4), le condensateur C56, les contacts de relais K11.1, les bornes 6, 51 (voir Fig. 3) entre dans le circuit P L16C158-C166, et de celui-ci - via la broche 52, le compteur SWR (voir Fig. 2, broches 41, 40) et la prise XW1 (voir Fig. 1) - dans l'antenne. Le compteur SWR appliqué (voir Fig. 2) vous permet de contrôler le mode de fonctionnement de l'alimentation, ainsi que d'évaluer la puissance de sortie de l'émetteur-récepteur par la tension d'onde continue. Il peut être utilisé avec une puissance d'émetteur de 10 à 200 W, alors que la perte d'énergie ne dépasse pas 1%. Un avantage important d'un tel compteur SWR est la même sensibilité sur toutes les bandes HF. Une tension de commande est générée dans le compteur SWR pour protéger l'amplificateur de puissance de l'émetteur d'un SWR élevé au niveau du chargeur d'antenne. Cette tension est retirée de la résistance R86 et est transmise par les bornes 43, 45 à la base du transistor de régulation VT16 (voir Fig. 3). À une tension d'onde inverse élevée, la diode zener VD33 et le transistor VT16 s'ouvrent, la tension sur le collecteur de ce dernier et la deuxième grille du transistor à effet de champ VT17 qui lui est connecté galvaniquement chutent et le gain de l'amplificateur de puissance diminue à presque nul. Le schéma de principe du GPA est illustré à la fig. 11. Le générateur lui-même est réalisé sur le transistor VT1. Le régulateur de tension paramétrique VD2R9 et les éléments de découplage C22, R1, C24, C242 empêchent les fuites de tension RF dans le circuit de puissance et offrent une stabilité accrue des paramètres du signal de sortie avec de petites fluctuations de la tension d'alimentation qui se produisent pendant les transitoires (commutation de la réception à la transmission, et vice versa). La résistance R4 améliore le découplage du générateur de l'étage suivant. Un amplificateur RF large bande est monté sur le transistor VT2. La faible capacité du circuit de grille et la haute impédance d'entrée de la cascade contribuent à un bon découplage du générateur des autres cascades. Dans les gammes 1,8 ; 14 et 21 MHz, l'amplificateur GPA est chargé d'un filtre passe-bas elliptique du septième ordre L5-L7C37-C43 avec une bande passante de 11,3 ... 18,8 MHz, dans le reste - avec un filtre similaire L2-L4C30-C36 avec une bande passante de 7 ... 10,5 MHz. Les filtres sont commutés simultanément avec le changement de gammes par le commutateur SA1. Toutes les composantes parasites du signal sont supprimées de plus de 35 dB. A partir des sorties des filtres, le signal est envoyé à l'entrée de l'amplificateur doubleur sur les transistors VT3, VT4. La commutation des modes de fonctionnement de cette cascade est effectuée par les contacts du relais K9.1, commandés par l'unité de commutation (Fig. 12).
Dans les gammes de 1,8 et 18 MHz, la cascade fonctionne comme un amplificateur, dans le reste - comme un doubleur. Lors du passage en mode d'amplification, le collecteur VT3 est désactivé et le transistor VT4 est commuté en mode d'amplification linéaire (classe A) en raison de la fourniture d'une tension de polarité positive supplémentaire au circuit de base en raison de la connexion de la résistance R19 en parallèle avec R18. En mode de doublage de fréquence, le signal du transformateur d'entrée T1 en opposition de phase entre dans les bases des deux transistors. Dans le même temps, leurs collecteurs sont connectés les uns aux autres et chargés avec l'enroulement d'entrée du transformateur T2. Le signal de sortie GPA est prélevé sur la moitié de l'enroulement secondaire T2, et l'amplificateur de découplage de câble avec une échelle numérique sur les transistors VT5 et VT6 est connecté à l'ensemble de l'enroulement. Le gain de cette cascade dans la bande de fréquence de 100 kHz ... 50 MHz est d'environ 10. Elle est reliée à la balance numérique par un segment du câble coaxial RK-75. La résistance R29 est installée dans la balance numérique (sur le connecteur coaxial). L'utilisation d'un tel amplificateur, ainsi que les mesures prises à l'échelle numérique à des fins de modernisation, ont permis de repousser la limite supérieure de mesure de fréquence jusqu'à 33 MHz inclus, ce qui est devenu nécessaire lors du fonctionnement dans les 14 et 21 MHz. bandes avec le schéma de construction d'émetteur-récepteur choisi. Tableau 1
Le système de désaccord contient une varicap VD1, des résistances R7, R8 et des condensateurs C16, C18 et C19. Il est allumé avec le bouton SB1 (voir Fig. 1) et la fréquence est modifiée avec une résistance variable R203. Le degré d'étirement requis est maintenu automatiquement à l'aide du relais K5, contrôlé par un commutateur de plage dans l'unité de commutation (Fig. 12). Les intervalles de fréquence des oscillations générées par le GPA dans différentes plages sont indiqués dans le tableau. 1. À l'aide de l'unité de commutation (Fig. 12), les plages sont commutées dans le GPA (relais K1-K4, K6, K8, K10), la bobine L1 est commutée pour obtenir l'étirement approprié dans différentes plages (K5), le mode de fonctionnement de l'amplificateur doubleur est changé (K9) dans le GPA, commutant les résonateurs à quartz pour obtenir une bande latérale de travail dans les gammes de 14 et 21 MHz dans l'oscillateur local à quartz de référence (voir Fig. 7, K7), la formation d'un 0 logique signal de commande utilisé lors de la commutation de la balance numérique afin d'écrire différents nombres sur les compteurs. Un schéma des systèmes de commande vocale VOX et anti-VOX est illustré à la fig. 9. Le signal d'entrée de la broche 79 de l'amplificateur de microphone via la broche 58 et la résistance d'accord R118 (ils régulent la sensibilité du système VOX) est envoyé à l'entrée de l'amplificateur AF, réalisé sur le transistor VT23. Sur les diodes VD36, VD37, un redresseur de signal est assemblé, sur les transistors VT22, VT21 - une clé électronique. Le relais de commande K21 est inclus dans le circuit collecteur VT15. Le signal anti-VOX de la sortie de l'amplificateur AF (broche 58) via le condensateur C240 (voir Fig.1) est envoyé à l'entrée (broche 60) de l'amplificateur AF, réalisé sur le transistor VT24. La tension redressée par les diodes VD38, VD39 à travers le diviseur R120R119 est envoyée à la base du transistor VT22. En mode réception, la sortie inférieure (selon le schéma) du condensateur C177 est connectée par les contacts du relais K15.1 au fil commun de l'appareil. Lorsque l'émetteur-récepteur est commuté en mode émission, ce condensateur est désactivé, ce qui permet d'éliminer le rebond des contacts du relais K15 en présence de signaux de commande d'amplitude proche aux entrées des deux systèmes (VOX et anti-VOX) . Sur la fig. 13 montre des diagrammes schématiques du système AGC, du S-mètre et du wattmètre (PM).
Le signal de la sortie de l'amplificateur AF (broche 58) via le commutateur SA13 AGC (voir Fig. 1) est envoyé à l'entrée (broche 68) du redresseur AGC monté sur les diodes VD41, VD42 selon le circuit de doublage de tension. Le temps de retard de fonctionnement de l'AGC est déterminé par la capacité du condensateur C135 et la résistance de la résistance R134. La tension redressée à travers la résistance R132 est envoyée à l'entrée de l'amplificateur CC sur le transistor VT26. Son circuit émetteur comprend un microampèremètre PA1, une résistance shunt R135, un condensateur de blocage C183 et une diode VD40, ce qui étend les limites de mesure en raison de la section non linéaire résultante en fin d'échelle (cela est nécessaire pour contrôler le haut niveau signaux). Le wattmètre de sortie de l'émetteur-récepteur est assemblé sur le transistor VT25. Un signal tiré de la sortie de 44 compteurs SWR est envoyé à sa base (voir Fig. 2). Lorsque le commutateur SA2 est réglé sur la position supérieure (selon le schéma), le dispositif RA1 indique l'amplitude de la tension d'onde inverse. Les résistances R136-R138 sont utilisées dans le système de désaccord. Le circuit d'oscillateur local à quartz de référence est illustré à la fig. 7. Il est monté sur un transistor VT30 selon un circuit capacitif à trois points. L'un des résonateurs à quartz ZQ7.1, ZQ10 est inclus dans son circuit de base avec les contacts du relais K11. En conséquence, dans les plages de 14 et 21 MHz, le générateur génère des oscillations sinusoïdales avec une fréquence de 10,703 et dans le reste - 10,7 MHz. Le circuit L18C207 est inclus dans le circuit collecteur du transistor. Le signal de sortie de la bobine de couplage L19 via la broche 88 est envoyé à l'entrée (broche 24) du mélangeur équilibré VD26-VD30 (Fig. 5). Sur la fig. La figure 14 montre un schéma de principe d'un oscillateur local à quartz télégraphique monté sur un transistor à effet de champ VT28. Le résonateur ZQ9 à une fréquence de 10,701 MHz est connecté entre la grille et le fil commun en série avec le condensateur d'accord C196. Ce dernier est conçu pour régler la fréquence de l'oscillateur local du télégraphe au milieu de la bande passante du filtre à quartz de sélection principal. Le condensateur C201 sélectionne la profondeur de connexion du générateur avec la cascade suivante, nécessaire pour obtenir la puissance d'émission requise en mode télégraphique.
Une clé électronique est réalisée sur le transistor VT29. Les condensateurs C199 et C200 lissent les fronts et les chutes des messages télégraphiques. La base du transistor (broche 85) est reliée à la sortie (broche 74) de la clé électronique (Fig. 15). Conclusion 84 (Fig. 14) est utilisé pour allumer le générateur en mode réglage, ainsi que pour manipuler le générateur lors du fonctionnement avec la clé manuelle SA5 (voir Fig. 1). La clé télégraphique électronique (Fig. 15) est réalisée selon le schéma déjà classique sur les microcircuits CMOS DD1-DD3 et un transistor VT27. Sur la puce DD1, un générateur d'impulsions contrôlées avec un taux de répétition réglable (R140 est un contrôleur de taux de transmission) est assemblé, sur les déclencheurs DD2.1 et DD2.2 - façonneurs de points et de tirets, respectivement, sur l'élément DD3.1 - un dispositif d'addition, sur DD3.2-DD3.4 .7 - générateur de signal AF, sur VTXNUMX - émetteur suiveur.
La clé fonctionne comme suit. En position neutre du manipulateur SA3, l'entrée inférieure (selon le schéma) de l'élément DD1.2 (broche 6) et l'entrée supérieure DD1.3 (broche 8) sont alimentées à travers la résistance R141 avec un niveau logique de 1 , donc le générateur est inhibé (sur l'entrée C du trigger DD2.1 - niveau logique 0). Du fait de la présence à l'entrée R du trigger DD2.2 niveau logique 1, la tension à sa sortie inverse (broche 12) a le même niveau. Lorsque le manipulateur est déplacé vers la position gauche (selon le schéma) ("Points"), les entrées ci-dessus des éléments DD1.2, DD1.3 sont connectées à un fil commun (cela équivaut à appliquer un 0 logique) , le générateur est excité, et ses impulsions sont envoyées à l'entrée C du déclencheur DD2.1 .3.1. Les "points" formés par ce dernier à travers l'élément DD27 entrent dans la base du transistor VT29, et de son émetteur - à la base du transistor clé VT14 de l'oscillateur local du télégraphe (Fig. 8). Dans le même temps, les "points" sont alimentés à l'entrée (broche 3.3) de l'élément DD2.2, permettant ainsi le fonctionnement du générateur AF. La gâchette DD1 à ce moment est maintenue dans son état d'origine par le niveau logique 147 appliqué à son entrée R à travers la résistance R3.1. L'élément DDXNUMX assure la transmission d'un "point" de durée normale même avec une courte connexion des contacts correspondants du manipulateur. Lorsque le manipulateur est déplacé vers la position droite (selon le schéma) ("Dash"), le générateur d'impulsions et le déclencheur DD2.1 fonctionnent de la même manière que lors de la formation de "points". Cependant, à l'entrée R du déclencheur DD2.2 dans ce cas, le niveau de 0 logique est fixé, et il change d'état sous l'action des impulsions du déclencheur DD2.1. Les impulsions des sorties des deux bascules sont résumées par l'élément DD3.1, formant un "tiret". Comme dans le cas précédent, DD3.1 assure la transmission d'un tiret même avec une fermeture à court terme des contacts du manipulateur. La clé génère des paquets de code Morse standard à toutes les vitesses de transmission. Le schéma de principe de la balance électronique numérique est illustré à la fig. 16. En fait, il s'agit d'une version légèrement modifiée du dispositif décrit par V. Krinitsky dans [1]. La modernisation a principalement touché la partie entrée : les valeurs de certaines résistances ont été modifiées, les diodes de protection ont été exclues, le microcircuit K155LA3 a été remplacé par K131LA3 (DD4). Ces mesures ont conduit à la formation d'impulsions plus "claires" (méandres) à l'entrée du microcircuit DD5, à la suite desquelles la limite supérieure de la plage de fréquences de fonctionnement est passée à 33 MHz.
L'oscillateur à cristal (DD6.3) utilise un résonateur de 100 kHz, ce qui a non seulement réduit le nombre de microcircuits dans le diviseur, mais a également entraîné une diminution des émissions parasites lors du fonctionnement de la balance numérique, et donc une diminution de la niveau de bruit global de l'émetteur-récepteur. Les compteurs contiennent les nombres 107000 s'il y a un niveau logique 101 sur la broche 0 et 893000 lorsqu'il est changé en un niveau logique 1, ce qui est nécessaire pour la lecture correcte de la fréquence à une IF de 10,7 MHz. Le convertisseur de tension (VT41, VT42) et le stabilisateur (VT40) utilisent des transistors plus puissants KT630B et KT608A. De plus, une source de tension de polarité négative de -10 V a été introduite dans le premier de ces dispositifs, composé de l'enroulement V du transformateur T8, du pont redresseur VD64-VD67 et du régulateur de tension paramétrique R194VD63. Cette tension est utilisée pour fermer les étages non fonctionnels de l'émetteur-récepteur (broche 105). L'alimentation de l'émetteur-récepteur (Fig. 17) comprend un transformateur T7, deux redresseurs (VD47-VD50 et VD51-VD54) et deux régulateurs de tension (DA1, VT31-VT33 et VT34, VT35). L'unité produit quatre tensions : +40 et +20 V non stabilisés pour alimenter l'amplificateur de puissance de l'émetteur et les enroulements de relais, respectivement, +9 V stabilisés pour alimenter la balance numérique et la touche télégraphique, et +12 V stabilisés pour alimenter tous les autres étages. Une tension de 55 ... 96 V est fournie via la diode VD20 (broche 30) à partir d'une source CC externe.
L'émetteur-récepteur utilise des pièces largement utilisées: résistances fixes MLT, variables SP3-9a et SPO-0,5, condensateurs KT, KM, K50-6. Le double bloc KPE S158S159 - de la radio transistor "Alpinist", le condensateur C63 - KPV-125 ou KPV-140. Commutateurs SA1 - biscuit 11P7N-PM, SA2 - micro-interrupteur MP9 (MP10, MP11), SA4 - micro-interrupteur à bascule MT1, SB1-SB9 - P2K. Relais K1-K4, K6, K8, K10 - RES60 (passeport RS4,569.436 ou RS4.569.435-00), K5, K13, K14 - RES49 (RS4.569.423 ou RS5.569.421-00), K7, K9, K11, K12, K16 - RES15 (RS4.591.001 ou RS4.591.007), K15 - RES22 (RF4.500.131, RF4.521.225, RF4.523.023-00, RF4.523.023-07, RF4.523.023-09), K17 - interrupteur reed RES54A (HP4.500.011-01). Au lieu de KP350B, vous pouvez utiliser des transistors de la série KP306, au lieu de KT316B - KT339A ou similaires avec une capacité de débit minimale. Les transistors KT660B sont interchangeables avec KT603B, KT608B. Dans l'amplificateur de puissance, au lieu de KT603B, il est possible d'utiliser KT608B, KT660B. Les transistors KT201A sont interchangeables avec les appareils des séries KT208, KT306A, KT306B - avec KT342 (avec n'importe quel index alphabétique), KT312B - avec les transistors des séries KT306, KT342 et P216 - avec P217. Au lieu de D223, vous pouvez utiliser des diodes des séries KD503, KD522. Les puces de la série K176 sont interchangeables avec les analogues de la série K561, au lieu de K131LA3 dans la balance numérique, vous pouvez utiliser la puce K155LA3, mais elle devra être sélectionnée en fonction de la fréquence de fonctionnement maximale (la balance doit fonctionner de manière fiable dans le gamme 21 MHz). L'émetteur-récepteur utilise des lampes à incandescence miniatures avec une tension nominale de 10 V. La tête de haut-parleur VA1 est 2GD-36 (8 Ohm). Les données d'enroulement des bobines et des transformateurs de l'émetteur-récepteur sont données dans le tableau. 2.
Les dessins expliquant la conception des bobines L8, L16 (elles sont enroulées sur des cadres en céramique) et le transformateur RF T6 sont illustrés à la fig. 18, 19 et 20. Coupe-bordures L2-L7, L11-L14, L18, L19 - filetage ferrite GOST 19725-74. Le circuit magnétique du transformateur RF T6 est constitué de deux parties identiques 2 (Fig. 20), chacune formée de dix anneaux de ferrite de taille K10x6x5, fixés avec une bande de papier de câble lubrifié avec de la colle Mars. Par le haut (selon la Fig. 20), une pince 1 est placée sur les tubes en papier résultants avec la même colle, la pince 3 est placée en bas, après quoi les enroulements sont enroulés avec du fil MGTF 0,35 mm 2. Ensuite, le bloc 4 est collé au clip inférieur, après avoir préalablement fait passer les fils d'enroulement à travers les trous percés dans celui-ci, et la plaque 5 à celui-ci (il diffère du clip 3 par l'absence de trous d'un diamètre de 10,5 mm et d'une épaisseur inférieure - 1,5mm). Les détails 1, 3-5 sont en fibre de verre. Inducteurs L9, L10 (inductance - 30 μH + 5%), L15 et L20-L22 (160 μH + 5%) - DM-0,2 unifié. Transformateur de réseau T7 - TS-40-2 (af0.470.025TU) avec un enroulement primaire de 220 V et deux enroulements secondaires de 18 V.
En commençant à établir l'émetteur-récepteur, vérifiez soigneusement tous les nœuds et les connexions entre eux pour l'absence de courts-circuits. La configuration commence en mode réception en vérifiant le fonctionnement de l'alimentation et en définissant les tensions de sortie requises au repos (tous les nœuds sont désactivés). Après cela, toutes les connexions sont restaurées et procèdent au réglage des oscillateurs locaux. L'accord de l'oscillateur local à quartz de référence (voir Fig. 7) est réduit à la sélection de l'inductance de la bobine L18 jusqu'à ce que la génération stable et l'amplitude d'oscillation maximale en sortie soient obtenues tour à tour avec les deux résonateurs ZQ10 et ZQ11. Pour le contrôle, un voltmètre haute fréquence à haute résistance est utilisé ou, mieux, un oscilloscope à large bande, ainsi qu'un fréquencemètre. Les performances de l'oscillateur local du télégraphe à quartz sont vérifiées en mode CW (dans ce cas, la tension d'alimentation est appliquée à la broche 82 (voir Fig. 14). Lorsque la borne 84 est connectée au commun, le générateur doit s'activer. En contrôlant la tension de sortie avec les mêmes instruments que dans le cas précédent, accordez le générateur avec le condensateur C196 à la fréquence centrale de la bande passante du filtre à quartz de sélection principal (voir Fig. 6). Le condensateur ajustable C201 ajuste la puissance de sortie en mode CW une fois le réglage complet de l'émetteur-récepteur terminé. L'accord du générateur de gamme lisse (voir Fig. 11) commence par la pose de la gamme 21 MHz (tableau 1) en modifiant la capacité du condensateur d'accord C12 et, si nécessaire, en sélectionnant le condensateur C5. De même, mais en sélectionnant la capacité des condensateurs C1 et C8, C2 et C9, etc., ils s'inscrivent dans les limites requises et dans d'autres plages. Pour augmenter la stabilité en température de la fréquence, il est recommandé que chacun des condensateurs C1-C7, ainsi que C5, C15, C17, C20, C21, C23 soit constitué de deux condensateurs d'environ la même capacité, mais avec des (négatif et positif) TKE. Ensuite, établissez une cascade sur le transistor VT2. En remplaçant temporairement la résistance R11 par une valeur variable de 1 kOhm (les fils de connexion doivent être aussi courts que possible), sélectionnez sa résistance jusqu'à ce que la tension maximale du signal au drain du transistor soit obtenue. Après cela, la résistance de la partie introduite de la résistance variable est mesurée et remplacée par une constante avec une cote proche. Le réglage des filtres passe-bas (LPF) L2-L4C30-C36 et L5-L7C37-C43 est réduit à la sélection (rotation des trimmers) de l'inductance des bobines incluses jusqu'à ce qu'une réponse en fréquence uniforme soit obtenue dans le premier cas dans la bande de fréquences 7 ... 10,5 et dans la seconde - 11,3 ... 18,8 MHz. La fréquence de coupure du premier LPF doit être égale à 11, la seconde à 19,3 MHz. Pour le contrôle, un compteur de réponse en fréquence ou un oscilloscope avec une durée de balayage calibrée est utilisé. La mise en place d'un amplificateur doubleur sur les transistors VT3, VT4 commence en mode doublage dans la gamme de 21 MHz. En choisissant la résistance R18, ils atteignent l'amplitude maximale du signal sur le condensateur C48 (broche 6) avec une distorsion minimale de sa forme (elle doit être proche de la sinusoïdale). Ensuite, le générateur est commuté dans la gamme 1,8 MHz (ou 18 MHz), dans laquelle la cascade fonctionne en mode amplification, et le même résultat est obtenu en sélectionnant la résistance R19. L'établissement d'une cascade sur le transistor VT5 se réduit à la sélection de la résistance R26 jusqu'à obtenir l'amplitude maximale d'oscillation sur le condensateur C54 (broche 4). Avec une grande amplitude inégale du signal de sortie d'une plage à l'autre, il est nécessaire de remplacer R14-R17 par des résistances de 1 kΩ, et si l'amplitude est insuffisante, excluez-les complètement. En conséquence, des irrégularités sous forme de bosses et de creux apparaîtront dans la réponse en fréquence du générateur. En faisant tourner les trimmers des bobines des deux LPF, il est nécessaire d'obtenir un déplacement des bosses vers les parties des plages où des signaux de faible amplitude ont été précédemment observés, et des creux - vers les zones où il y avait des signaux avec un maximum amplitude avant. La hauteur des bosses et la profondeur des creux sont ajustées en sélectionnant les résistances spécifiées. Si la forme d'onde de sortie est fortement déformée (rappelant une onde carrée) ou si sa tension dépasse 4 V (valeur efficace), il est nécessaire d'augmenter la résistance de la résistance R4. Lors de la configuration du système de désaccord, le curseur de la résistance variable R203 (voir Fig. 1) est réglé sur la position médiane, et la résistance de réglage R137 (voir Fig. 13) est utilisée pour obtenir la même fréquence lorsque le désaccord est tourné allumé et éteint. La vérification des performances de l'amplificateur AF (voir Fig. 8) se réduit à la mesure en mode de réception de tension sur la broche 12 de la puce DA1. Il devrait être d'environ la moitié de la tension d'alimentation. Après s'être assuré de cela, un oscilloscope est connecté à la sortie (broche 38) et une tension sinusoïdale de 32 mV avec une fréquence de 20 kHz est fournie à l'entrée (broche 1) du générateur de signal de fréquence audio. En réglant le curseur de la résistance variable R74 sur la position supérieure (selon le schéma), en sélectionnant la résistance R68, l'amplitude maximale du signal de sortie est obtenue en l'absence de distorsion visuellement perceptible. En changeant la fréquence du générateur, assurez-vous qu'il n'y a pas de distorsion notable du signal de sortie dans toute la gamme audio. Le gain de l'amplificateur AF en mode réception est régulé par la sélection de la résistance R78, en mode transmission - la résistance R77. Si nécessaire, la réponse en fréquence de l'amplificateur dans les fréquences plus élevées peut être ajustée en sélectionnant les condensateurs C138, C140. L'amplificateur IF réversible (bidirectionnel) (voir Fig. 5) est accordé en mode réception. Allumer le filtre à quartz en mode "UP" (bande étroite) et régler le curseur "UHF" de la résistance variable R131 (voir Fig. 13) sur la position correspondant au gain maximal à l'entrée de l'amplificateur IF (gauche - selon au schéma - sortie du condensateur C 101) du générateur de signal standard (GSS) via un condensateur d'une capacité de 5 ... 10 pF, une tension RF non modulée de 10 mV avec une fréquence de 10,7 MHz est fournie. En modifiant la capacité du condensateur trimmer C102 et en faisant tourner alternativement les trimmers des bobines L11 et L13, ils atteignent l'amplitude maximale du signal à la sortie de l'amplificateur AF (à l'approche des lectures maximales, la tension d'entrée doit être progressivement réduit). Après cela, le condensateur d'accord C205 (C202) dans l'oscillateur local à quartz de référence (voir Fig. 17) règle la fréquence de tonalité du signal AF à environ 1 kHz. La fréquence de cet oscillateur local est finalement réglée et le filtre à cristal est ajusté une fois l'émetteur-récepteur complètement accordé. Ensuite, le GSS est connecté au contact mobile de la section SA1.3 du commutateur de gamme (voir Fig. 4). La fréquence du signal est réglée en fonction de la gamme de fréquences incluse de l'émetteur-récepteur. En modifiant la capacité du condensateur C63, le signal maximal à la sortie est atteint. Dans la gamme 1,9 MHz, la sélection du condensateur C61 peut être nécessaire. Ensuite, des signaux de mêmes fréquences sont envoyés à la prise d'antenne XW1 et, à l'aide des condensateurs C158C159 de la boucle P, le signal maximal à la sortie est également atteint. Après cela, procédez à la mise en place du filtre à quartz. En appliquant un signal GSS avec une tension de 1 mV et une fréquence correspondant à la plage sélectionnée à la prise XW0,5, l'émetteur-récepteur est réglé en douceur, en prenant les lectures du S-mètre et les lectures correspondantes de l'échelle numérique, et en les écrivant vers le bas dans un tableau. Ensuite, la réponse en fréquence du filtre est construite: les valeurs de fréquence sont tracées le long de l'axe horizontal par incréments de 200 Hz, et les lectures du S-mètre en unités relatives sont tracées le long de l'axe vertical. S'il y a des creux et des bosses dans la réponse en fréquence, ainsi qu'avec une petite bande passante (moins de 2 kHz) ou un facteur d'équerrage insatisfaisant (moins de 1,4 à des niveaux de -80 / -3 dB), le filtre doit être ajusté par sélectionnant successivement les condensateurs qui y sont inclus (Fig. 6, a), en prenant à chaque fois la réponse en fréquence de la manière décrite. S'il n'est pas possible d'obtenir une réponse en fréquence acceptable, les résonateurs à quartz doivent être remplacés. En mode bande étroite, le filtre est accordé en sélectionnant les condensateurs C88 et C91, réalisant un rétrécissement de la bande passante. La bande passante de 0,8 kHz pour ce filtre (voir Fig. 6a) peut être considérée comme optimale. La configuration d'un filtre à cristal est simplifiée lors de l'utilisation d'un compteur de réponse en fréquence. Après accord du filtre à quartz, la fréquence de l'oscillateur local à quartz de référence est finalement corrigée avec un condensateur d'accord C202 dans les gammes de 14 et 21 MHz et le condensateur C205 dans tout le reste. Dans le premier cas, la fréquence de génération est définie en dehors de la bande de transparence du filtre derrière la pente de réponse en fréquence supérieure, dans le second - avant la pente inférieure. La mise en place du système AGC (voir Fig. 13) consiste en la sélection du condensateur C 184, dont la capacité détermine le temps de son fonctionnement. Cela se fait en mode de réception SSB selon la meilleure correspondance entre les fluctuations de la flèche de l'appareil PA1 et les changements du signal et un temps suffisant pour le maintenir aux lectures maximales. Dans ce cas, la régularité nécessaire du changement de gain de l'amplificateur IF est obtenue. Lorsque la flèche "sort de l'échelle" aux sommets du signal, il est nécessaire de réduire la résistance de la résistance R135. La balance numérique (voir Fig. 16), en règle générale, ne nécessite aucun réglage et commence à fonctionner immédiatement après la mise sous tension. L'enregistrement des nombres requis dans les compteurs est vérifié visuellement par les indicateurs HG1-HG6 en déconnectant le câble coaxial de l'entrée de l'appareil et en commutant les gammes avec le commutateur SA1. Dans les gammes 1,8 ; 3,5 ; 7, 10, 1 4 et 21 MHz, le nombre 893 000 doit être affiché à l'écran, dans le reste - 107 000. Pour les autres lectures d'échelle, vérifiez l'état de fonctionnement des diodes de l'unité de commutation (voir Fig. 12). Après avoir connecté le câble coaxial, l'échelle numérique doit afficher la valeur réelle de la fréquence de réception dans la gamme de fréquences sélectionnée. Si, lors de la commutation de l'émetteur-récepteur en mode émission dans la gamme 21 MHz, il y a un écart entre la fréquence affichée et sa valeur réelle (en règle générale, la valeur affichée est inférieure), vous devez d'abord sélectionner les résistances R179, R181, les remplacer temporairement par des variables, puis (si la sélection des résistances n'aide pas) augmenter la capacité du condensateur C49 (voir Fig. 11) jusqu'à obtenir une lecture stable de l'échelle. Enfin, vous devez vérifier la tension de -10 V à la broche 105. L'étape suivante consiste à configurer l'émetteur-récepteur en mode émission (pour l'auteur, il a commencé à travailler sur la transmission immédiatement après la configuration décrite en mode réception). Un équivalent d'antenne connecté entre la prise XW1 et le fil commun de l'émetteur-récepteur peut être une résistance non inductive avec une résistance de 75 ohms (si un chargeur avec la même impédance sera utilisé) ou 50 ohms (avec un chargeur de 50 ohms ) avec une puissance de dissipation d'au moins 10 watts. Vous pouvez également utiliser une lampe à incandescence 28 V 10 W. Le réglage s'effectue dans le mode "Réglage". En appuyant sur le bouton SB7, la présence du signal RF est contrôlée par un voltmètre RF, un oscilloscope ou par la lueur d'une lampe à incandescence dans toutes les positions du commutateur de gamme SA1. L'établissement d'un amplificateur de puissance (voir Fig. 3) est réduit à la sélection de la résistance R100 et à la position de la résistance d'ajustement R96 jusqu'à ce que le signal sinusoïdal maximal soit obtenu sur l'équivalent d'antenne. Ensuite, en appuyant sur le bouton SB4 (voir Fig. 1), l'émetteur-récepteur est commuté en mode télégraphique et le fonctionnement de la touche télégraphique (voir Fig. 15) et de l'oscillateur local télégraphique (voir Fig. 14) est vérifié. Avec le bouton SA6 enfoncé (voir Fig. 1), le manipulateur SA3 (voir Fig. 15) est déplacé vers la position extrême gauche (selon le schéma). La clé doit donner des "points" à une vitesse en fonction de la position du moteur à résistance variable R140. Lorsque vous déplacez le manipulateur vers la droite, il doit former un "tiret". En modifiant la résistance de la résistance d'accord R144, la meilleure tonalité d'auto-écoute est obtenue et, par la résistance variable R204 (voir Fig. 1), un niveau sonore acceptable du signal télégraphique de la tête de haut-parleur BA1. La pente des décroissances des colis télégraphiques est régulée par la sélection du condensateur C199, contrôlant le signal avec un oscilloscope sur l'équivalent de l'antenne. Ensuite, vérifiez le fonctionnement de l'émetteur-récepteur en mode de transmission SSB (boutons SB4-SB8 dans la position indiquée sur le schéma). Le mélangeur VD26-VD30 (voir fig. 5) est équilibré par les potentiomètres R63 et C121 avec la tangente SA6 enfoncée (voir fig. 1) et le microphone est éteint. Ensuite, après avoir connecté un microphone, ils disent un long "a ... a ... a" et, en surveillant le signal sur l'antenne équivalente, s'assurent qu'il a un signal à bande latérale unique (SSB). Son amplitude est régulée par une résistance d'accord R148 (voir Fig. 10). Après cela, le fonctionnement de l'émetteur-récepteur en mode de commande vocale (VOX) est vérifié. En appuyant sur le bouton SB5 avec le PTT relâché, ils disent un long "a ... a ... a" devant le microphone et, en déplaçant la résistance de réglage R 118 (voir Fig. 9), réalisent une transition stable de l'émetteur-récepteur en mode de transmission SSB. Le temps de maintien requis en mode TX (environ 0,2 s) est défini en sélectionnant la résistance R 112 et le condensateur C170. Ensuite, l'émetteur-récepteur est réglé sur une station très audible (avec la tête BA1 connectée) et la résistance d'ajustement R126 est utilisée pour s'assurer que le système VOX ne fonctionne pas à partir de ce signal. Le compteur SWR est ajusté en mode de configuration (le bouton "Configuration" du SB7 est enfoncé) avec l'antenne factice connectée. En commutant l'émetteur-récepteur sur la gamme 14 MHz, ajustez les condensateurs C63 (voir Fig. 4) et C158, C159 (voir Fig. 3) jusqu'à ce que le signal maximum à la sortie soit obtenu, puis utilisez la résistance d'accord R86 (voir Fig. 2 ) pour positionner la flèche du dispositif PA1 (voir fig. 1) sur le dernier repère d'échelle. Si cela ne peut pas être réalisé, la résistance R127 est sélectionnée (voir Fig. 13). Après cela, le compteur SWR est commuté sur le mode de mesure de l'onde réfléchie (le micro-interrupteur SA2 est enfoncé) et à l'aide du condensateur C145 (voir Fig. 2), des lectures nulles de l'appareil sont obtenues. Il est possible que pour obtenir les résultats indiqués, il soit nécessaire d'échanger les fils de l'enroulement du transformateur RF T5. Ensuite, les conclusions 40 et 41 sont interchangées et de la même manière, elles réalisent des lectures nulles du dispositif RA1 à l'aide du condensateur ajustable C142, après quoi les conclusions sont ramenées à leur position d'origine. Le SWR d'alimentation d'une antenne réelle est mesuré comme suit. En réglant le commutateur SA2 sur la position correspondant à la mesure de l'onde directe, allumez l'émetteur-récepteur en mode configuration (appuyez sur le bouton SB7) et utilisez la résistance variable R201 "DSB" (voir Fig. 1) réglez la flèche PA1 jusqu'au dernier trait de l'échelle (cette lecture vaut 100 %). Ensuite, SA2 est déplacé vers la position de mesure de l'onde réfléchie et les lectures de l'instrument A sont prises (également en unités relatives). Le SWR est déterminé par la formule SWR \u100d (100 + A) / (2 - A). Plus de détails sur la configuration d'un tel compteur SWR peuvent être trouvés dans [XNUMX]. Lors de l'établissement d'une unité de protection d'amplificateur de puissance, la résistance de l'équivalent d'antenne est modifiée de sorte que le SWR devienne égal à 3. La résistance d'ajustement R86 (voir Fig. 2) est utilisée pour fermer l'amplificateur. Si cela ne peut pas être fait, les résistances R88, R90 et une diode Zener VD33 (Fig. 3) sont sélectionnées avec une tension de stabilisation différente. Le fonctionnement de l'unité de protection est vérifié en éteignant brièvement l'antenne pendant que l'émetteur-récepteur émet - l'amplificateur de puissance doit être fermé. Pour travailler sur l'air, l'émetteur-récepteur décrit peut être configuré dans n'importe quel mode (RX ou TX). Si, en mode réception, il est réglé sur la lecture maximale du S-mètre pour une station de radio en fonctionnement, vous n'avez pas besoin de le configurer en mode de configuration de l'émetteur (avec le bouton SB7 enfoncé). A l'inverse, si la machine est configurée dans ce mode, alors elle est également configurée pour recevoir. littérature
Auteur : V.Rubtsov (UN7BV), Astana, Kazakhstan
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