Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique / Radiocommunications civiles

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Un amplificateur de puissance à transistor à large bande permet de simplifier considérablement la conception d'un émetteur-récepteur moderne et d'assurer (contrairement aux dispositifs à tube) un fonctionnement non accordé de l'étage final. Comme l'a rapporté l'auteur de l'article, ce silo a été répété par plusieurs ondes courtes, et cela fonctionne parfaitement pour tout le monde.

Ayant souffert de la fabrication et de l'ajustement de plusieurs variantes de silos, j'ai analysé les circuits des étages de sortie d'émetteurs-récepteurs étrangers fabriqués en usine destinés aux communications radioamateurs, ainsi que les circuits militaires nationaux d'équipements d'une classe similaire. En conséquence, une certaine approche est apparue dans la conception d'amplificateurs de puissance à transistors à large bande pour les émetteurs-récepteurs à ondes courtes. En y adhérant dans la fabrication des silos, le radioamateur est plus susceptible d'éviter les ennuis tant lors de leur installation que lors de leur fonctionnement ultérieur. Voici les principales dispositions de cette approche.

1. Dans le silo, il est nécessaire d'utiliser des transistors spécialement conçus pour l'amplification linéaire dans la bande de fréquences de 1,5 ... 30 MHz (séries KT921, KT927, KT944, KT950, KT951, KT955, KT956, KT957, KT980).

2. La puissance de sortie de l'appareil ne doit pas dépasser la valeur maximale de la puissance d'un transistor d'un silo push-pull (en technologie militaire, ce chiffre ne dépasse pas 25% de la puissance maximale du transistor).

3. Les préstages doivent travailler en classe A.

4. Les transistors pour les étages push-pull doivent être sélectionnés par paires.

5. Vous ne devez pas vous efforcer d'obtenir le gain maximum (Kus) de chaque étape. Cela conduira à leur travail instable. Il est plus opportun d'introduire une cascade supplémentaire et de réduire le Kus des cascades restantes par des rétroactions négatives.

6. Le montage doit être rigide et les fils des éléments doivent être maintenus à une longueur minimale. Le moyen le plus simple consiste à utiliser le montage sur circuit imprimé avec des patins de support.

7. Les économies réalisées sur les condensateurs de blocage et les chaînes de découplage nuisent à la stabilité de l'amplificateur dans son ensemble.

8. Les économies sur la taille du radiateur ne sont pas justifiées. Ici, les tentatives de "microminiaturisation" de l'équipement se terminent généralement par un stress nerveux suivi de coûts matériels.

La puissance de sortie nominale de l'amplificateur proposé à une tension d'alimentation de +24 V et une tension d'excitation de 0,5 V (rms) est d'environ 100 watts. L'impédance de sortie de l'amplificateur est de 50 ohms et l'impédance d'entrée est de 8 10 ohms. Sans filtrage supplémentaire, le niveau de la deuxième harmonique à la sortie de l'amplificateur ne dépasse pas -34 dB et le troisième - -18 dB. Le niveau des composants de combinaison du troisième ordre au sommet de l'enveloppe du signal à deux tons ne dépasse pas -36 dB. Ces mesures ont été réalisées avec un analyseur de spectre SK4-59A. Consommation de courant - jusqu'à 9 A (à la puissance de sortie maximale). La bande de fréquence de fonctionnement est de 1,8 à 30 MHz. L'amplificateur a été utilisé avec succès lors de longs tests (sans l'utilisation d'un flux d'air forcé).

Trois étages de l'amplificateur de puissance (Fig. 1) sont placés sur une carte commune aux dimensions de 165x85 mm, fixée directement sur la paroi arrière - le radiateur de l'émetteur-récepteur. Dans la première étape, un transistor KT913A a été utilisé. Il peut être remplacé par KT904A, KT911A. Le courant de repos du transistor (dans la rétroaction de C2, R3 et C4, R4, R5 forment la réponse en fréquence de la cascade. La réponse en fréquence de la cascade peut être augmentée par le condensateur C4 dans la bande 24 ... 28 MHz Les valeurs de C2 et R3 affectent la réponse en fréquence globale. Alimenté par une source avec une tension de +12 V, il peut alors être effectué sur un transistor KT939A, spécialement conçu pour les amplificateurs linéaires de classe A.Transformateur T1 est réalisé sur un noyau magnétique annulaire en ferrite grade 1000NM-3, taille K10x6x5 mm.Les enroulements contiennent 8 spires de fil PEV 0,2 mm.

(cliquez pour agrandir)

Le deuxième étage est monté sur un transistor KT921A. Ce transistor est conçu pour les amplificateurs linéaires des bandes KB et VHF. Le courant de repos de cet étage - 300 ... 350 mA est réglé en sélectionnant la résistance R7. La caractéristique de la cascade est formée par les éléments R8, R9, C7, R6 et C8. Les soi-disant "jumelles" ont été utilisées comme transformateur T2 (voir, par exemple, un article dans "Radio", 1984, n° 12, p. 18). Deux colonnes du transformateur sont assemblées à partir de noyaux magnétiques annulaires en ferrite de grade 1000NM-3 ou 2000NM-3 d'un diamètre extérieur de 10 mm. La longueur de la colonne typée est d'environ 12 mm (3-4 anneaux). Enroulement primaire - 2-3 tours de fil MGTF 0,25 mm, secondaire - 1 tour MGTF 0,8 mm.

L'étage de sortie de l'amplificateur est push-pull. Ici, vous pouvez utiliser des transistors de types KT956A, KT944A, KT957A. Le meilleur en termes de marge de sécurité - KT956A. Les transistors KT944A donnent un "blocage" de la réponse en fréquence dans les gammes HF, et KT957 sont moins fiables. Une paire de transistors assortis assure une efficacité élevée de l'amplificateur et une bonne suppression des harmoniques. Le courant de repos des transistors VT3, VT4 est réglé en sélectionnant la résistance R14. Il devrait être de 150 ... 200 mA (pour chaque transistor). La réponse en fréquence de la cascade est formée par les éléments R10-R13, C10, C11. Les condensateurs C10, C11 affectent Kus sur les gammes basse fréquence et les résistances R10-R13 - sur haute fréquence. La capacité du condensateur C15 détermine l'augmentation de la réponse en fréquence dans la bande de fréquence 28 ... 30 MHz. Parfois, il est utile d'inclure un condensateur d'une capacité de 750 ... 1500 pF en parallèle avec l'enroulement secondaire du transformateur. Cela aidera également à augmenter la réponse en fréquence aux fréquences supérieures à 24 MHz. Dans ce cas, le Kuss de la cascade doit être contrôlé à 10 ... 14 MHz, de sorte qu'il n'y ait pas de "blocage" de la caractéristique ici. Il est nécessaire de vérifier la bonne sélection de ces éléments à la puissance de fonctionnement, car aux faibles puissances les "impédances" ne sont pas les mêmes qu'en mode "croisière".

La conception du transformateur T3 affecte fondamentalement la qualité de l'amplificateur. Le circuit magnétique est annulaire en ferrite grade 100NN-4, taille K16x8x6 mm. Le bobinage avec prise comporte 6 spires de 16 fils PEV-2 de 0,31 mm torsadés ensemble, répartis en deux groupes de 8 fils. Le retrait s'effectue à partir du point de connexion de la fin du premier groupe avec le début du second. L'autre enroulement est 1 tour de fil MGSHV-0,35 mm, 10 cm de long.Le transformateur de sortie T4 est un "binoculaire" de 2 colonnes de 7 noyaux magnétiques annulaires de leur grade de ferrite 400NN-4, taille K16x8x6 mm chacun. Enroulement primaire - 1 tour de tresse d'un câble coaxial, secondaire - 2 tours de 10 fils MPO-0,2 connectés en parallèle. L'enroulement secondaire est situé à l'intérieur du primaire. Des expériences avec diverses options de conception pour ce transformateur ont montré ses performances avec des ferrites d'une perméabilité de 400 à 1000 avec des diamètres d'anneau de 12 à 18 mm. L'enroulement secondaire peut également être enroulé en un seul fil, par exemple MGTF - 0,8 ... 1 mm. N'oubliez pas que le transformateur chauffe sensiblement pendant le fonctionnement et, par conséquent, l'isolation des fils doit être résistante à la chaleur.

La résistance ohmique des inductances L4, L5 doit être minimale pour qu'elles n'aient pas d'auto-polarisation. Ici, vous pouvez utiliser, par exemple, DM-1,2 avec une inductance de 8 ... 15 μH. Le transistor VT5 (stabilisateur de tension de polarisation pour les transistors de sortie) est fixé à travers un joint en mica sur un dissipateur thermique commun avec eux. Les diodes VD3 et VD4 doivent être en contact thermique avec l'un des transistors de sortie. Le relais K1 de type RES34 (passeport RS4. 524. 372), bien que RES10, sert de manière fiable pendant plusieurs années. Le boîtier du relais doit être connecté à un fil commun.

À la sortie du transformateur T4 est connectée une "protection contre les imbéciles" - des résistances de deux watts R23, R24 avec une résistance totale de 470 ... 510 ohms. À partir du point de leur connexion, la tension RF est supprimée pour l'indicateur de puissance de sortie (détecteur sur VD5) et le système ALC. En cas de panne du relais K1, du relais de la carte filtre passe-bas ou d'une antenne ouverte, toute la puissance sera dissipée par ces résistances, et le SWR sera de 10. Ce n'est pas si mal, puisque l'ALC système fonctionnera et réduira la puissance de sortie. Si l'ALC échoue également, alors la "protection contre les imbéciles" fonctionnera : "l'esprit de la peinture brûlée" viendra de ces résistances. Les transistors peuvent facilement supporter une telle exécution. Pour une puissance jusqu'à 100 W, le constructeur garantit « le degré d'inadéquation de la charge (à Pout = 70 W) pendant 1 s 30:1 ». Dans notre cas, ce sera 10:1, nous pouvons donc travailler sur le transfert pendant trois secondes et penser : "Qu'est-ce que ça sent ?".

Un filtre passe-bas à deux sections (L7L8C21C23C25) avec une fréquence de coupure de 32 MHz est soudé directement sur la carte de l'amplificateur.

L'alimentation (+24 V) de l'amplificateur est constamment fournie à partir du moment où l'émetteur-récepteur est allumé, et lors du passage en mode émission, la tension de commande de +12 V est appliquée au bus +TX.

Le réglage de l'amplificateur s'effectue dans l'ordre suivant. Après avoir réglé les courants de repos des transistors VT1 - VT4, nous dessoudons la sortie du condensateur C5 des circuits de base VT2 et le connectons via une résistance de 10 ... 20 Ohm (1 W) à un fil commun. Après avoir appliqué un signal du GSS à l'entrée du silo avec une fréquence de 29 MHz, nous sélectionnons le condensateur C4, égalisant la réponse en fréquence à cette fréquence. Après avoir rétabli la connexion C5, VT2, nous chargeons le transformateur T4 avec une résistance non inductive de 50 ... 60 Ohm (25 W) avec des câbles de la longueur minimale. En réglant le niveau du signal d'entrée sur 0,2..0,3 V (rms), nous mesurons la consommation de courant des transistors VT3, VT4 et la tension RF à la charge. En échangeant les conclusions de l'enroulement primaire du transformateur T3, nous déterminons leur connexion optimale - par la tension maximale à la charge. En augmentant le niveau du signal d'entrée à 0,5 V (rms), nous mesurons Ipot et Pout. En sélectionnant le condensateur C15, nous obtenons la puissance la plus élevée à la sortie de l'amplificateur à une fréquence de 29 MHz (470 ... 2200 pF, en fonction de la perméabilité du circuit magnétique du transformateur T3).

Sans changer le niveau du signal à l'entrée, nous mesurons Pout et Iout aux fréquences de 14, 7 et 1,8 MHz. Les résultats de mesure sont enregistrés. En fonction de la puissance de sortie maximale à la consommation de courant minimale, nous sélectionnons séquentiellement le nombre de tours de l'enroulement primaire, d'abord du transformateur T2 (pas plus de 5 tours), puis du transformateur T3 (2-3 tours). Dans le même temps, nous comparons les données sur la puissance de sortie aux fréquences de 29, 14 et 1,8 MHz.

Étant donné que la sortie des filtres passe-bande produit rarement les mêmes niveaux de signal pour toutes les gammes, il est alors nécessaire de former la réponse en fréquence finale en sélectionnant les résistances R6, R10-R13 et les condensateurs C10, C11 avec un véritable excitateur (dans l'émetteur-récepteur), et pas avec GSS. 57.

Le préamplificateur (Fig. 2) est assemblé sur une carte séparée avec des filtres passe-bande (BPF) et un atténuateur de récepteur (ATT). Le transistor VT1 (il est possible de le remplacer par des transistors de types KT325, KT355 avec n'importe quel indice de lettre) fonctionne en mode linéaire. Le gain de la cascade est d'environ 10. La charge est un transformateur large bande T1, réalisé sur un circuit magnétique annulaire en ferrite grade 600HH, taille K10x6x5 mm. Les enroulements contiennent 8 spires de fil PEV 0,2 mm. Le courant de repos du transistor (20 mA) est réglé en sélectionnant la résistance R4. La caractéristique amplitude-fréquence de la cascade est formée par les éléments R7, C4.

La clé sur le transistor VT2 contrôle le relais K3, qui relie l'entrée de la ligne PA au DFT en mode transmission. Filtres passe-bande - à deux circuits. Pour les inducteurs, des cadres d'un diamètre de 8 mm provenant de téléviseurs ont été utilisés. Ce n'est bien sûr pas la meilleure option, mais le DFT s'acquitte bien de la tâche de sélection par miroir et canaux latéraux.

L'émetteur-récepteur dispose de trois niveaux de protection pour l'étage de sortie de l'amplificateur de puissance en cas de surcharge. Sur la fig. La figure 3 montre l'ALC (Automatic Signal Level Control) et la protection SWR élevée.

Ces circuits de protection fonctionnent à travers un amplificateur DSB basé sur un transistor à effet de champ à double grille. La tension sur la deuxième grille de ce transistor détermine la cascade Kus et, par conséquent, la puissance de sortie de toute la ligne de la cascade de sortie. Le signal du détecteur VD5 (voir Fig.1 dans la première partie de l'article) et le signal du compteur SWR (Fig.3) à travers les diodes d'isolement VD2, VD3 sont transmis au commutateur à transistor (VT1, VT2). La sortie de l'émetteur du transistor VT2 à travers une résistance variable (régulateur de puissance de sortie) avec une résistance de 4,7 ... 10 kOhm est connectée à un fil commun. Le contact mobile de cette résistance est relié à la deuxième grille de l'amplificateur DSB. Si la charge n'est pas connectée à l'étage de sortie (par exemple, le relais de l'unité de filtre passe-bas est hors service), la tension RF à la sortie T4 augmente. Il est redressé par la diode VD5 et ferme l'interrupteur à transistor VT1, VT2. La tension à la deuxième porte de l'amplificateur DSB et, par conséquent, l'accumulation de l'étage de sortie sont réduites. La même chose se produit lorsque le SWR dépasse le niveau autorisé, la seule différence étant que la diode VD1 du compteur SWR sert de redresseur.

Après avoir chargé l'étage de sortie sur l'équivalent de l'antenne, les résistances d'ajustement R2 et R3 fixent les niveaux de fonctionnement du système de protection. Avec une puissance de sortie de 100 W, la paire KT956A peut supporter jusqu'à 5 SWR ou plus. Vous pouvez vous limiter à SWR = 3 ... 4, auquel le système de protection commence déjà à fonctionner. Pour ce faire, au lieu d'un équivalent, vous devez connecter une charge avec des valeurs approximatives de 20 ou 150 Ohms et régler le niveau de fonctionnement de la protection avec les résistances R2 et R3. Le gain global de la ligne PA peut être limité par le choix de la résistance R5. Lors de l'utilisation de transistors de type KPZ50 ou KP306 dans l'amplificateur DSB, la tension sur la deuxième grille ne doit pas être supérieure à +5 ... 7 V. Les condensateurs C7 et C9 assurent le bon fonctionnement du système ALC. Si leurs capacités sont trop petites, le signal est déformé, une forte limitation se produit, ce qui est désagréable à l'oreille, si les capacités sont grandes, le système réagit avec un retard aux changements de charge de l'étage de sortie, et tout le sens de cette protection est perdue. En contrôlant la qualité du signal avec un récepteur supplémentaire, vous pouvez obtenir un bon signal en ajustant la profondeur ALC et son temps de réponse en sélectionnant R3, R2, C7, C9. Le transformateur du compteur SWR T1 est enroulé sur un circuit magnétique en ferrite annulaire de la marque M50VCh-2, taille K12x6x4 mm. L'enroulement secondaire comporte 28 spires de fil PELSHO 0,2 mm. L'enroulement primaire est un câble coaxial enfilé à travers l'anneau du transformateur et reliant le filtre passe-bas au connecteur d'antenne de l'émetteur-récepteur.

La troisième étape de la protection de l'amplificateur est la limitation du courant consommé par la source d'alimentation +24 V. Avec une puissance de sortie de l'amplificateur jusqu'à 100 W, le courant de fonctionnement de la protection du stabilisateur est réglé sur 8,5 ... 9 A.

Quelques mots sur les circuits magnétiques en ferrite vendus sur les marchés radio. Lors de l'achat, ne dites jamais de quel type de perméabilité vous avez besoin. Il est préférable de demander lequel est, car le vendeur a toujours une "boîte de service" à portée de main, où se trouve exactement la perméabilité que vous nommez. Avec un degré de risque élevé, mais il est toujours possible de distinguer la ferrite en apparence, qui a une perméabilité élevée. Il a généralement une couleur plus foncée (« charbon cuit »), un grain plus gros, et il « sonne » au testeur (marque HM). Les ferrites de faible perméabilité sont de couleur grise, parfois avec un revêtement de "rouille", à grain très fin et ne sont pas "cerclées" par le testeur. Dans l'environnement de la radio amateur, il existe diverses rumeurs sur l'utilisation de ferrites des marques NN et NM. Je n'ai trouvé aucune différence dans les performances de ces ferrites, du moins pas dans la conception de l'ampli reproduite. Mais dans les équipements militaires, en particulier dans les émetteurs à transistors, on trouve plus souvent des ferrites de la marque NM. Ces informations sont sans engagement. Peut-être que quelqu'un voudra mener une étude détaillée dans ce sens et à l'avenir partager les résultats avec la fraternité des radioamateurs.

Auteur : Alexander Tarasov (UT2FW), Reni, Ukraine

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