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ENCYCLOPÉDIE DE LA RADIOÉLECTRONIQUE ET DU GÉNIE ÉLECTRIQUE Récepteur hétérodyne synchrone de signaux VHF FM. Encyclopédie de la radioélectronique et de l'électrotechnique
Encyclopédie de l'électronique radio et de l'électrotechnique / réception radio La complexité de conception de ce récepteur par rapport aux simples récepteurs VHF FM synchrones appréciés des radioamateurs, selon l'auteur, se justifie par l'amélioration des principales caractéristiques : sensibilité et stabilité de fonctionnement. Le récepteur de signaux VHF FM décrit ici pour la gamme de 65,8 ... 73 MHz. diffère de ceux publiés précédemment par une plus grande sensibilité et l'absence d'inconvénients inhérents tels que l'instabilité d'accord et l'accord spontané sur un signal plus fort du canal adjacent. La sensibilité des récepteurs hétérodynes synchrones en est limitée. cette "dérive zéro" de l'amplificateur DC affecte le nœud de contrôle de fréquence de l'oscillateur local et provoque une instabilité dans l'accord du récepteur. Dans la conception développée par l'auteur, elle est réduite du fait qu'au lieu d'amplificateurs de tension continue, des amplificateurs de tension alternative sont utilisés, une diminution de la « dérive zéro » est obtenue, ce qui a permis d'augmenter la sensibilité du récepteur, ce qui est maintenant d'environ 8 μV. De plus, le changement de tension au niveau du nœud de contrôle de fréquence de l'oscillateur local est réduit par le limiteur d'amplitude ZL1. Par conséquent, sous l'influence de la tension de commande, la fréquence de l'oscillateur local ne changera pas de plus de 100 kHz. Ainsi, la syntonisation spontanée d'une station de radio adjacente en fréquence est exclue. Le récepteur consomme un courant d'environ 34 mA. Son schéma synoptique est représenté sur la Fig. une.
Le signal reçu de l'antenne à travers un filtre passe-bas à deux sections Z1 et un amplificateur haute fréquence A1 est envoyé à l'entrée de signal du mélangeur U1. Son autre entrée reçoit la tension d'oscillateur local G2. Si les fréquences du signal et de l'oscillateur local ne sont pas égales, alors une tension de battement alternative est formée à la sortie du mélangeur, qui passe à travers le filtre passe-bas Z2, l'amplificateur basse fréquence A2. l'additionneur A3 et le limiteur d'amplitude ZL1 alimentent l'unité de commande de fréquence de l'oscillateur local U5 et modifient la fréquence de l'oscillateur local G2 de telle sorte que la différence de fréquence instantanée entre le signal et l'oscillateur local diminue jusqu'à environ 72 Hz. Cette valeur de fréquence est déterminée par la limite inférieure de bande passante de l'amplificateur de basse A2. Le signal de la sortie du filtre passe-bas Z1 va également à l'entrée de signal du modulateur U2, dont la deuxième entrée reçoit une tension alternative de forme rectangulaire avec une fréquence de 20 kHz provenant d'un générateur basse fréquence auxiliaire G1. . En conséquence, une tension haute fréquence modulée en amplitude est formée à la sortie du modulateur, qui est transmise via l'amplificateur haute fréquence A4 à l'entrée de signal du mélangeur U3 (fc), dont la deuxième entrée reçoit le tension de l'oscillateur local G2 (fg). Une tension alternative d'une fréquence de 20 kHz apparaît à la sortie du mélangeur. modulé en amplitude par les oscillations de la fréquence différence (c'est-à-dire la fréquence de battement fb = fc - fg). qui passe par le filtre passe-bas Z3. l'amplificateur basse fréquence A5 est envoyé à l'entrée de signal du démodulateur U4. La deuxième entrée du démodulateur reçoit une tension alternative d'une fréquence de 20 kHz du générateur G2. A la sortie du démodulateur, une tension alternative est formée dont la fréquence est égale à la différence instantanée entre les fréquences du signal et de l'oscillateur local, puis elle passe à travers un filtre passe-bas à deux sections Z4. l'additionneur A3 et le limiteur d'amplitude ZL1 entrent dans l'unité de commande de fréquence de l'oscillateur local U5 et modifient la fréquence de l'oscillateur local G2 de telle sorte que le récepteur PLL passe du mode battement au mode maintien. La différence entre les fréquences du signal et de l'oscillateur local, auxquelles se produit la transition vers le mode holdover, est déterminée par la fréquence de coupure du filtre Z2 et est de 10.6 kHz (au signal minimum). Ainsi, lorsque le système PLL fonctionne en mode maintien (synchronisation), les dérives rapides de fréquence (72 Hz < f < 10,6 kHz) sont compensées par un canal constitué du filtre passe-bas Z1, de l'amplificateur haute fréquence A1, du mélangeur U1, filtre passe-bas Z2. amplificateur basse fréquence A2, additionneur A3, limiteur d'amplitude ZL1, unité de contrôle de fréquence U5 et oscillateur local G2. Les dérives de fréquence lentes (< 330 Hz) sont compensées par un canal composé du modulateur U2, de l'amplificateur haute fréquence A4, du mélangeur U3 et du filtre passe-bas Z3. un amplificateur passe-bas A5, un démodulateur U4, un filtre passe-bas Z4 et un oscillateur G1. Une tension alternative de fréquences audio (72 Hz < fz < 10.6 kHz), proportionnelle à l'écart de la valeur instantanée de la fréquence du signal à l'entrée du récepteur, est introduite de l'amplificateur basse fréquence A2 à la sortie du récepteur. Les caractéristiques dynamiques du système PLL sont déterminées par l'amplitude du signal d'entrée et la forme de la réponse en fréquence du filtre passe-bas Z2. qui est un circuit RC à liaison unique. La forme de la réponse en fréquence d'un système PLL en boucle ouverte est proche de la forme de la réponse en fréquence d'une liaison de premier ordre, de sorte que le système PLL fonctionne en mode synchronisation avec une plage suffisamment large d'amplitudes de signal d'entrée. Le récepteur ne dispose pas de système AGC, donc à une très grande amplitude du signal d'entrée, le système PLL est auto-excité (mode quasi-synchronisme). Mais même dans ce cas, le récepteur reste opérationnel, puisque l'auto-excitation du système PLL n'affecte pas la qualité du signal de sortie (la fréquence des auto-oscillations dans le système PLL s'avère supérieure à 50 kHz). La sélectivité du récepteur dans le canal adjacent est déterminée par les paramètres du filtre passe-bas Z2, et la sélectivité des canaux de réception parasites (sur les harmoniques de l'oscillateur local) est déterminée par les paramètres du filtre passe-bas. Z1. Le schéma de circuit du récepteur est illustré à la fig. une.
Le signal de l'antenne passe par le condensateur de couplage C1 et le filtre passe-bas. formé par les condensateurs C2 - C4 et les bobines L1.12. entre dans la FI, réalisée sur le transistor VT1. Cet amplificateur sert à réduire la pénétration des oscillations de l'oscillateur local dans le circuit d'entrée, son amplification est faible et s'élève à Ku < 5. Le transistor est connecté selon un circuit à base commune, qui assure une linéarité UHF élevée et améliore l'immunité au bruit du récepteur (l'UHF sur le transistor VT4 est également réalisé selon un schéma similaire) . L'impédance caractéristique du filtre Z1 est proche de 75 ohms. et sa fréquence de coupure est de 75 MHz. Éléments R6. C8. R8. C9 forme un déphaseur qui décale la phase de la tension haute fréquence fournie au mélangeur, réalisée sur le transistor VT2. plusieurs dizaines de degrés. Ceci est nécessaire pour augmenter la sensibilité du récepteur. La chose est. qu'en mode maintien (synchronisation), le déphasage des oscillations du signal et de l'oscillateur local entrant dans le mélangeur VT5. proche de 90. Dans le même temps, en raison du retard du signal haute fréquence dans le modulateur VT3, le déphasage entre le signal et les oscillations de l'oscillateur local aux entrées du mélangeur VT2 peut différer de 90°. Lors de la réception de signaux faiblement modulés en fréquence avec un écart de fréquence important, cela peut entraîner des échecs de synchronisation à court terme aux moments d'écart de fréquence maximal. Une chaîne composée d'éléments R6. C8. R8. C9. fournit un retard supplémentaire du signal haute fréquence, ce qui permet de régler le déphasage des oscillations aux entrées du mélangeur VT2 à environ 90°. La construction des filtres passe-bas Z2 et Z3 (sur les éléments R10. C12 et R26. C29, respectivement) et des amplificateurs basse fréquence A2 et A5 (sur les microcircuits DA1 et DA3) des deux canaux est la même et ne diffère que par les valeurs nominales. des éléments utilisés. Le signal basse fréquence est extrait de la sortie DA1. les éléments R11, C15 sont utilisés pour corriger la prédistorsion haute fréquence. Les fonctions de l'additionneur A3 et du limiteur d'amplitude ZL1 sont assurées par la puce DA2. Le modulateur U2 est réalisé sur le transistor VT3 et le démodulateur U4 sur le transistor VT6. Le rôle du filtre passe-bas Z4 est assuré par les éléments R30, C30. R31. C31. L'émetteur suiveur sur le transistor VT7 réduit l'influence de l'additionneur sur les paramètres du filtre passe-bas. L'unité de contrôle de fréquence U5 est réalisée sur un varicap VD1, l'oscillateur local G2 est basé sur les transistors VT8, VT9. et le générateur basse fréquence auxiliaire G1 se trouve sur la puce DD1. La pente de l'unité de contrôle de fréquence Sγpr - 35 kHz / V. par conséquent, avec un écart de fréquence (f = 50 kHz), la tension audiofréquence sur le condensateur C19 est d'environ 1,5 V, et à la sortie du récepteur (en C15) elle est d'environ 0,3 V. Le récepteur est réglé sur la fréquence de la station radio en modifiant l'inductance de la bobine de l'oscillateur local L3. Le récepteur est assemblé dans un boîtier en feuille de duralumin. Dans sa fabrication, une installation articulée a été utilisée. L'oscillateur local est enfermé dans un écran, de plus, il est connecté aux condensateurs C19 (circuit de commande), C41 (puissance) et aux grilles des transistors VT2 et VT5 (signal de l'oscillateur local) avec des segments d'un câble coaxial de télévision. Au cas où, le fil reliant la broche 10 DD1 à la grille du transistor VT3 est blindé, mais ce n'est pas nécessaire. Le dispositif peut être utilisé avec des résistances fixes MLT-0,125, des condensateurs céramiques, par exemple. CT ou CM. Les condensateurs C2 - C4, C37 - C39, C42, C43 doivent avoir un petit TKE. Condensateurs à oxyde – tout type. En tant que transistors VT1, VT4, VT8 et VT9, en plus de ceux recommandés dans le schéma, vous pouvez utiliser d'autres micro-ondes de structure appropriée et avec une fréquence de coupure supérieure à 900 MHz, des capacités de transition ne dépassant pas 2 pF et un court-circuit constante de temps du circuit OS (pas plus de 10 ... 15 ps). Pour les transistors VT1 et VT4, la constante de temps du circuit OS et le facteur de bruit sont particulièrement importants. S'il est nécessaire de les remplacer, KT368, KT3109, KT325, KT355, KT372 avec des indices de lettres correspondant aux paramètres ci-dessus conviennent. Comme VT6 et VT7, vous pouvez utiliser n'importe quelle structure haute fréquence correspondante : KT312. KT3102. KT3107 avec des indices de lettres, etc. Au lieu de K157UL1A (DA1 et DA3), vous pouvez utiliser K157UL1B, K157UD2 (DA2) remplacera complètement tout amplificateur opérationnel à usage général pouvant fonctionner à la tension d'alimentation indiquée sur le circuit. Comme VT2, VT3, VT5, KP327 avec d'autres indices de lettres conviennent. Les bobines L1 - L3 sont enroulées sur des cadres d'un diamètre extérieur de 6 mm avec du fil PEL-1 de 0.45 mm et contiennent chacune cinq tours. Leur inductance est réglable avec des trimmers en laiton et avec du filetage M5. Avec une installation appropriée et des composants radio réparables, la configuration du récepteur est extrêmement simple. Il faut régler une tension de +12 V sur le condensateur C19 avec une résistance variable R4.5, puis en tournant le trimmer de la bobine L3. réglez le récepteur sur une station de radio pour obtenir la meilleure qualité sonore. En présence d'interférences, il peut être nécessaire d'ajuster plus précisément la limite du filtre passe-bas avec les trimmers des bobines L1 et L2. Pour réduire l'inductance mutuelle, ces bobines doivent être positionnées ainsi. pour que les axes soient perpendiculaires. Les paramètres du récepteur peuvent être améliorés. Par exemple, pour augmenter la suppression des canaux de réception parasites sur les harmoniques de l'oscillateur local en utilisant un filtre passe-bas à trois sections à l'entrée du récepteur. Mais dans ce cas, il est souhaitable de protéger les bobines du filtre. En réduisant la résistance de la résistance R13, il est possible d'augmenter la bande passante de capture aux fréquences audio et ainsi d'environ doubler la sensibilité du récepteur. Mais ici, plus de précision est requise pour régler l’oscillateur local. Malheureusement, cela dégrade le rapport signal sur bruit à la sortie du récepteur. Vous devrez choisir ce qui est le plus important dans des conditions d'accueil spécifiques. Auteur: A. Sergeev, Sasovo, région de Riazan
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